一种基于Golay互补序列的IQ不平衡补偿方法

摘要

本发明属于无线通信技术领域，具体涉及受同相正交（IQ,In‑phase Quadrature）两路不平衡干扰的无线通信系统中的一种基于格雷（Golay）互补序列的IQ不平衡补偿的方法。通过构造训练序列对并发送；接收端接收到S1所述的训练序列对，并对接收到的序列分别进行循环相关处理；补偿接收信号IQ不平衡的影响等步骤，在不需要知道信道信息的条件下估计IQ不平衡的复参数，进而补偿IQ不平衡。

主权项

一种基于Golay互补序列的IQ不平衡补偿方法，其特征在于：其步骤如下所述：S1、构造训练序列对并发送，包括：S11、构造长度为N的Golay互补序列对“a”和“b”，其中Golay互补序列是两种不同元素1和‑1组成的长度相等的序列对(a，b)，序列对(a，b)具有的性质，C(x,y)表示任意序列x和y的循环卷积，[·]^T表示向量的转置运算，C(x,y)的第k个元素为其中，k为循环移位数，序列长度N＝2^M且3N/8≥L，M为整数，M≥3，L是等效离散信道的长度，x_l和y_l分别表示向量x和y的第l个元素，“mod(l,N)”是l对N的取余数运算符；S12、令Golay互补“a”序列中的a向后循环移位N/4记为a_c，其中，a_c作为特殊字(UW，Unique Word)的虚部，特殊字是为了在接收端进行同步或参数估计等，在发送端发送的具有某些特定特性的、对于接收端已知的特殊序列，其中，UW是收发双方已知且固定不变的，信号的每一帧的UW值始终相同，a_c为IQ信号中的Q路信号，b为IQ信号中的I路信号；S13、与S12中所述的“a”序列长度相同的Golay互补“b”序列b，b作为UW的实部；S14、根据S12和S13所述的实部和虚部，构成UW块，UW块为记作UWa；S15、重复S11‑S14，构造另一个UW块记作UWb；S16、在发送端发送时域型的训练序列(TS,Training Sequence)，该训练序列由连续P个UWa紧随连续P个UWb组成；S2、接收端接收到S1所述的训练序列对，并对接收到的序列分别进行循环相关处理，包括：S21、接收端受IQ不平衡影响的时域接收信号表示为其中，向量r表示没有受IQ不平衡影响的信号，x表示没添加循环前缀(CP，Cyclic Prefix)的时域发送数据，表示向量的循环卷积，h＝[h(0),h(1),...,h(L‑1)]^T是长度为L的等效的离散信道，复数α＝cos(Δφ)‑jεsin(Δφ)，复数β＝εcos(Δφ)+jsin(Δφ)是由IQ幅度和相位不平衡引起的IQ不平衡参数，[·]^*表示变量或向量的共轭，表示均值为0，方差为的时域高斯白噪声(AWGN,Additive White Gaussian Noise)；S22、令记y(1)为第2到P‑1之间任意一个UWa的接收信号，y(2)为第2到P‑1之间任意一个UWb的接收信号，在接收端分别用倍的UWa的实部a_c和虚部b对y(1)和y(2)进行循环相关，循环相关如下：$\begin{array}{c}C(\sqrt{2}{a}_c,y(1\left)\right)=\alpha h\otimes C(a_c,a_c)+j\alpha h\otimes C(a_c,b)\\ +{\mathrm{\beta h}}^{*}\otimes C(a_c,a_c)-{\mathrm{j\beta h}}^{*}\otimes C(a_c,b)+w^{\prime }\left(1\right)\end{array}$$\begin{array}{c}C(\sqrt{2}b,y(2\left)\right)=\alpha h\otimes C(b,b)+j\alpha h\otimes C(b,a_c)\\ +{\mathrm{\beta h}}^{*}\otimes C(b,b)-{\mathrm{j\beta h}}^{*}\otimes C(b,a_c)+w^{\prime }\left(2\right)\end{array}$$\begin{array}{c}C(\sqrt{2}b,y(1\left)\right)=\alpha h\otimes C(b,a_c)+j\alpha h\otimes C(b,b)\\ +{\mathrm{\beta h}}^{*}\otimes C(b,a_c)-{\mathrm{j\beta h}}^{*}\otimes C(b,b)+w^{\prime \prime }\left(1\right)\end{array}$其中，w′(1)、w′(2)、w″(1)和w″(2)分别表示a_c和b与y(1)中的和y(2)中的循环相关之后的AWGN噪声项；S3、利用S1中所述的a_c和b的自相关和协相关具有的性质，即对S2得到的循环相关结果进行特定的如下运算：$\begin{array}{c}c\left(1\right)=\frac{1}{4N}\{C(a_c,y(1\left)\right)+C(b,y(2\left)\right)-j[C(b,y(1\left)\right)+C(a_c,y(2\left)\right)\left]\right\}\\ =\alpha h+{\tilde{w}}_1\end{array}$得到c(1)和c(2)；S4、根据S3得到的c(1)和c(2)得出参数λ(λ＝β/α^*表示IQ不平衡复参数的比值)，包括：S41、因为α接近于1，β接近于0，选择c(1)来提取受IQ不平衡影响的有效信道，遍历向量c(1)所有元素，从中选取模的平方值最大的元素，把它记为：其中，模又叫功率；S42、选出功率最大的元素c_max(1)之后，比较向量c(1)中的每个元素的功率与c_max(1)功率的一半的大小：如果c(1)中元素的功率比c_max(1)功率的一半大，则选中该元素当作一条有效复合信道，同时，从c(2)中选出相同位置的元素，把c(1)和c(2)选中的元素重新组合成新的向量和此过程可记为：$\left(\tilde{c}\right(1),\tilde{c}(2\left)\right)=\left\{\right(c_k\left(1\right),c_k\left(2\right)\left)\right|\forall k\in \{0:N-1\}:{\left|c_k\left(1\right)\right|}^2>0.5c_{max}\left(1\right)\};$S43、令为新向量和的长度，λ＝β/α^*表示IQ不平衡复参数的比值，利用LS算法最小化代价函数：得到参数λ的估计值为：$\hat{\lambda }=\frac{\beta }{{\alpha }^{*}}=\frac{\underset{k=0}{\overset{\tilde{L}-1}{\Sigma }}{\tilde{c}}_k\left(2\right){\tilde{c}}_k\left(1\right)}{\underset{k=0}{\overset{\tilde{L}-1}{\Sigma }}{\left|{\tilde{c}}_k\left(1\right)\right|}^2};$S5、根据S4得到的参数λ的估计值，补偿接收信号IQ不平衡的影响：由估计的参数λ和接收信号共轭可以补偿IQ不平衡为：y_c＝y‑λy^*＝[(|α|²‑|β|²)/α^*]r＝γr，其中，