一种基于二阶广义积分器的单相并网逆变器控制方法

摘要

一种基于二阶广义积分器的单相并网逆变器控制方法，采用二阶广义积分器重构两相正交基波电流信号，实现同步旋转坐标系下电流基波有功和无功分量的分解，进而实现对基波电流的有功和无功分量的解耦控制；利用重构的基波电流信号，实现对逆变器输出电流谐波的观测和控制，提高单相并网系统的电能质量。该控制方法简单易行，对输入信号不敏感，满足了系统的动静态性能，与传统的控制策略相比，在输入信号幅值跌落和频率变化的情况下，系统依然能够保持稳定，具有较好的工程实践价值。

主权项

一种基于二阶广义积分器的单相并网逆变器控制方法，其特征在于，包括以下步骤：步骤1，利用数字锁相环，得到锁相角频率ω，锁相角θ＝ωt，其中，t为时域时间参数；步骤2，通过电压检测环节，采集相邻三个控制时刻k‑2、k‑1和k时的单相电网电压u_s(k‑2)、u_s(k‑1)和u_s(k)，采样周期为T_k，k为整数；步骤3，按公式1、公式2，重构k时刻两相正交基波电压信号u_α(k)、u_β(k)：$u_{\alpha }\left(k\right)=\frac{b_0{u}_s\left(k\right)-b_0{u}_s(k-2)-a_1{u}_{\alpha }(k-1)-a_2{u}_{\alpha }(k-2)}{a_0}$……公式1；$u_{\beta }\left(k\right)=\frac{b_1{u}_s\left(k\right)-2b_1{u}_s(k-1)+b_1{u}_s(k-2)-a_1{u}_{\beta }(k-1)-a_2{u}_{\beta }(k-2)}{a_0}$……公式2；其中，a₀＝4+2kωT_k+ω²T_k²，a₁＝2ω²T_k²‑8，a₂＝4‑2kωT_k+ω²T_k²，b₀＝2kωT_k，b₁＝kω²T_k²；步骤4，采用步骤1所获得的角度θ，按公式3，将步骤3所获得的u_α(k)、u_β(t)变换到虚拟同步旋转坐标系，获得电网电压有功分量u_d(k)和无功分量u_q(k)：$\left\{\begin{array}{c}{u}_d\left(k\right)=u_{\alpha }\left(k\right)cos\theta +u_{\beta }\left(k\right)sin\theta \\ u_q\left(k\right)=u_{\beta }\left(k\right)cos\theta -u_{\alpha }\left(k\right)sin\theta \end{array}\right.$……公式3；步骤5，通过电流检测环节，采集相邻三个控制时刻k‑2、k‑1和k时的网侧滤波电感L上的单相电流i_s(k‑2)、i_s(k‑1)和i_s(k)；步骤6，按以公式4、公式5，重构k时刻两相正交基波电流信号i_α(k)、i_β(k)如下：$i_{\alpha }\left(k\right)=\frac{b_0{i}_s\left(k\right)-b_0{i}_s(k-2)-a_1{i}_{\alpha }(k-1)-a_2{i}_{\alpha }(k-2)}{a_0}$……公式4；$i_{\beta }\left(k\right)=\frac{b_1{i}_s\left(k\right)-2b_1{i}_s(k-1)+b_1{i}_s(k-2)-a_1{i}_{\beta }(k-1)-a_2{i}_{\beta }(k-2)}{a_0}$……公式5；步骤7，采用步骤1所获得的角度θ，按公式6，将步骤6所获得的i_α(k)、i_β(k)变换到虚拟同步旋转坐标系，获得逆变器输出电流的有功分量i_d(k)和无功分量i_q(k)：$\left\{\begin{array}{c}{i}_d\left(k\right)=i_{\alpha }\left(k\right)cos\theta +i_{\beta }\left(k\right)sin\theta \\ i_q\left(k\right)=i_{\beta }\left(k\right)cos\theta -i_{\alpha }\left(k\right)sin\theta \end{array}\right.$……公式6；步骤8，i_d(k)、i_q(k)经过截止频率低于2倍电网基频的低通滤波器LPF作用后，得到基波有功分量i_d0(k)和基波无功分量i_q0(k)；步骤9，采用比例积分调节器，根据有功和无功电流参考值i_d^*(k)、i_q^*(k)与步骤8获得的i_d0(k)、i_q0(k)相减产生控制量，d轴控制量减去解耦分量i_q0(k)ωL，加上电网前馈分量u_d(k)，生成控制量U_d(k)，q轴控制量加上解耦分量i_d0(k)ωL，加上电网前馈分量u_q(k)，生成控制量U_q(k)，其中，L为网侧滤波电感；步骤10，采用步骤1所获得的角度θ，按公式7，将步骤9所获得的U_d(k)、U_q(k)变换到静止坐标系，获得U_α(k)和U_β(k)，U_α(k)保留作为调制信号：$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\alpha }\left(k\right)=U_d\left(k\right)cos\theta -U_q\left(k\right)sin\theta \\ U_{\beta }\left(k\right)=U_d\left(k\right)sin\theta +U_q\left(k\right)cos\theta \end{array}\right.$……公式7；步骤11，采用步骤1所获得的角度θ，按以下公式，将步骤8所获得的i_d0(k)、i_q0(k)变换到静止坐标系，获得逆变器输出电流的基波分量i_α1(k)和i_β1(k)：$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\alpha 1}\left(k\right)=i_{d0}\left(k\right)cos\theta -i_{q0}\left(k\right)sin\theta \\ i_{\beta 1}\left(k\right)=i_{d0}\left(k\right)sin\theta +i_{q0}\left(k\right)cos\theta \end{array}\right.$……公式8；步骤12，利用表达式i_sh(k)＝i_s(k)‑i_α1(k)获得谐波电流i_sh(k)；步骤13，采用比例调节器，根据谐波电流参考值i_sh^*(k)与步骤12获得的谐波电流i_sh(k)相减，产生调制信号U_sh(k)；步骤14，把步骤10和步骤13获得的两个调制信号U_α(k)和U_sh(k)相加，即为最终的调制波，由调制波生成单相全桥逆变单元的驱动脉冲。