一种基于群时延效应和非线性约束的卫星信道建模方法

摘要

本发明公开了一种卫星信道的建模方法，将高功率放大器的非线性和群时延非线性效应有机结合，解决了现有技术信道模型对真实卫星信道的模拟跟踪性能低下的问题。本发明创新性地将卫星信道视为线性信道、非线性信道、群时延信道1和群时延信道2四个部分构成；每个部分分别由维纳模型的线性部分和非线性部分去逼近，当逼近过程收敛时，保留了维纳模型特性；当逼近过程不收敛时，定义一个控制函数作为非线性信道输入输出的约束函数替代维纳模型的非线性函数，以控制逼近过程收敛。与传统的卫星信道维纳模型相比，本发明提高了收敛速度、降低了均方误差，具有良好的动态跟踪性能，从而保证了卫星通信的效率和质量。

主权项

一种基于群时延效应和非线性约束的卫星信道建模方法，其特征在于，包括如下步骤：步骤A，系统输入信号a(n)经线性信道得到其输出信号b(n)；系统输入信号a(n)经群时延信道1得到其输出信号b₁(n)；系统输入信号a(n)经群时延信道2得到其输出信号b₂(n)；其中，n为整数，表示时间序列；步骤B，由步骤A所述的系统输入信号a(n)、线性信道输出信号b(n)和群时延信道1输出信号b₁(n)，经运算器1运算得非线性信道输入信号x(n)：x(n)＝b(n)b₁(n)/a(n)；步骤C，步骤B所述的非线性信道输入信号x(n)经非线性信道，得其输出信号y(n)；步骤D，步骤A所述的系统输入信号a(n)及群时延信道2输出信号b₂(n)和步骤C所述的非线性信道输出信号y(n)，经运算器2运算得卫星信道最终输出信号z(n)：z(n)＝y(n)b₂(n)/a(n)；所述线性信道由发射滤波器、上行链路通信环境及卫星内部高功率放大器中的无群时延线性部分级联；非线性信道由发射滤波器、上行链路通信环境及卫星内部高功率放大器中的无群时延非线性部分级联；群时延信道1表示发射滤波器、高功率放大器线性部分及上行链路通信环境引起的具有群时延效应的非线性信道；群时延信道2表示发射滤波器、高功率放大器非线性部分引起的具有群时延效应的非线性信道；所述的线性信道由维纳模型的线性部分表示为：$b\left(n\right)=\underset{m_0=1}{\overset{M_0}{\Sigma }}{c}_{0m_0}\left(n\right)a(n-m_0),$式中，m₀＝1,…,M₀，M₀为正整数；为线性信道C₀(n)的第m₀个延时抽头系数；所述的群时延信道1、群时延信道2和非线性信道均由维纳模型的非线性部分表示如下：其中，群时延信道1由维纳模型的非线性部分表示为：$b_1\left(n\right)=\underset{m_1=1}{\overset{M_1}{\Sigma }}{c}_{1m_1}\left(n\right){\left(a\right(n\left)\right)}^{m_1},$式中，m₁＝1,…,M₁，M₁为正整数；为群时延信道1权向量C₁(n)的第m₁个延时抽头系数；群时延信道2由维纳模型的非线性部分表示为：$b_2\left(n\right)=\underset{m_2=1}{\overset{M_2}{\Sigma }}{c}_{2m_2}\left(n\right){\left(a\right(n\left)\right)}^{m_2},$式中，m₂＝1,…,M₂，M₂为正整数；为群时延信道2权向量C₂(n)的第m₂个延时抽头系数；非线性信道调幅‑调幅效应由维纳模型的非线性部分表示为：$G\left(n\right)=\underset{m_3=1}{\overset{M_3}{\Sigma }}{c}_{3m_3}\left(n\right){\left(\rho \right(n\left)\right)}^{M_3},$式中，ρ(n)＝|x(n)|²为非线性信道输入x(n)的幅度平方；m₃＝1,…,M₃，M₃为正整数；G(n)表示非线性信道的幅度，为非线性信道调幅‑调幅效应权向量C₃(n)的第m₃个延时抽头系数；非线性信道调幅‑调相效应由维纳模型的非线性部分表示为：式中，表示非线性信道的相位；m₄＝1,…,M₄，M₄为正整数；为非线性信道调幅‑调相效应权向量C₄(n)的第m₄个延时抽头系数；非线性信道输入x(n)‑输出y(n)间的关系表示为式中，为虚数单位，下同；当线性信道由维纳模型的线性部分，群时延信道1、群时延信道2和非线性信道均由维纳模型的非线性部分表示时，若这种模型在逼近真实卫星信道的过程不收敛时，需对群时延信道1、群时延信道2和非线性信道的输入与输出间的关系进行约束，约束函数定义为：$f\left(n\right)=\frac{1-e^{-\alpha \left(n\right)}}{1+e^{-\alpha \left(n\right)}},$式中，α(n)表示输入，f(n)表示输出；对群时延信道1，α(n)表示系统输入a(n)，f(n)表示群时延信道1的输出b₁(n)；对群时延信道2，α(n)表示系统输入a(n)，f(n)表示群时延信道2的输出b₂(n)；对非线性信道，α(n)表示非线性信道输入x(n)，f(n)表示非线性信道输出y(n)；使用约束函数后，非线性信道输入x(n)为$x\left(n\right)=\frac{\underset{m_0=0}{\overset{M_0}{\Sigma }}{c}_{0m_0}\left(n\right)a(n-m_0)(1-e^{-\underset{m_1=0}{\overset{M_1}{\Sigma }}{c}_{1m_1}\left(n\right){\left(a\right(n\left)\right)}^{m_1}})}{a\left(n\right)(1+e^{-\underset{m_1=0}{\overset{M_1}{\Sigma }}{c}_{1m_1}\left(n\right){\left(a\right(n\left)\right)}^{m_1}})},$卫星信道总输出为$\begin{array}{c}z\left(n\right)=\frac{\underset{m_0=0}{\overset{M_0}{\Sigma }}{c}_{0m_0}\left(n\right)a(n-m_0)(1-e^{-\underset{m_1=0}{\overset{M_1}{\Sigma }}{c}_{1m_1}\left(n\right){\left(a\right(n\left)\right)}^{M_1}})}{a\left(n\right)(1+e^{-\underset{m_1=0}{\overset{M_1}{\Sigma }}{c}_{1m_1}\left(n\right){\left(a\right(n\left)\right)}^{M_1}})}·\frac{(1-e^{-\underset{m_2=0}{\overset{M_2}{\Sigma }}{c}_{2m_2}\left(n\right){\left(a\right(n\left)\right)}^{M_2}})}{a\left(n\right)(1+e^{-\underset{m_2=0}{\overset{M_2}{\Sigma }}{c}_{2m_2}\left(n\right){\left(a\right(n\left)\right)}^{M_2}})}\\ ·\left(\underset{m_3=0}{\overset{M_3}{\Sigma }}{c}_{3m_3}\right(n){\left(\rho \right(n\left)\right)}^{M_3})e^{j\underset{m_4=0}{\overset{M_4}{\Sigma }}{c}_{4m_4}\left(n\right){\left(\rho \right(n\left)\right)}^{M_4}}\end{array}.$