一种无模拟变频射频数字化接收机的设计方法及其接收机

摘要

本发明提供了一种无模拟变频射频数字化接收机的设计方法及其接收机，其中设计方法主要包括：确定分波段滤波器各个波段的频率范围，以及射频输入信号的采样频率；射频输入信号进入接收机，经过低噪声放大、分波段滤波，将信号放大至A/D转换器可接收电平；将经过A/D转换后得到的数字信号进行抽取分相得到多相数字信号，每一相数字信号与一路NCO输出进行正交数字混频后，得到各相混频信号；通过多相FIR低通滤波器将各相混频信号的后端高频分量滤掉，保留基带成分；将每一相滤波后得到的信号流相加，得到接收机输出的基带信号；通过本发明，可以实现无模拟变频射频软件无线电接收机，接收机的频率范围仅受限于A/D模拟带宽。

主权项

一种无模拟变频射频数字化接收机的设计方法，其特征在于，包括：确定分波段滤波器各个波段的频率范围，以及射频输入信号的采样频率；射频输入信号进入接收机，经过低噪声放大、分波段滤波，将信号放大至A/D转换器可接收的电平后输出给A/D；由数字信号处理单元将经过A/D转换后得到的数字信号进行分相得到多相数字信号，每一相数字信号与一路NCO的输出进行正交数字混频后，得到各相混频信号；通过自设计的多相FIR低通滤波器将各相混频信号的后端高频分量滤掉，保留基带成分；将每一相低通滤波后得到的信号流相加，得到接收机输出的基带信号；其中，确定分段滤波各个波段频率范围，以及射频输入信号的采样频率的过程具体包括：1)根据接收机输入频率范围、输出带宽确定A/D转换器的采样盲区数m；具体包括：假设接收机的输入最低频率是f₁，最高频率是f₂，接收机最大输出信道带宽是w，A/D的最大采样频率为f_s1，采样盲区定义为：$\frac{n·f_{s1}\pm w}{2},n=\mathrm{1,2,3},.;$根据以下步骤求取采样盲区数m：a)求取参数k和l：其中，表示向下取整；b)分以下两种情况求取采样盲区数m：当$k·\frac{f_{s1}-w}{2}\le f_1\le k·\frac{f_{s1}+w}{2}$时，m＝l‑k+1当$k·\frac{f_{s1}+w}{2}\le f_1\le (k+1)·\frac{f_{s1}-w}{2}$时，m＝l‑k；2)根据采样盲区数m确定A/D转换器的采样频率值；具体包括：如果m值为0表明无盲区，则A/D无需变速率采样；否则，根据每个盲区的中心频率求取变速率采样，具体过程包括：a)求取每个盲区的中心频率值：f_b1＝f_s1·(k+1)/2；f_b2＝f_s1·(k+2)/2；…f_bm＝f_s1·(k+m)/2b)求取对应每个盲区的采样频率值…其中，表示向上取整，f_b1,f_b2,...f_sm表示m个盲区中心频率，f_s1,f_s2,...f_sm+1表示m+1个盲区采样频率值；3)根据确定的采样频率计算分波段滤波的频率范围；具体包括：分波段滤波的波段数＝2m+1，其中，m是采样盲区数；每个波段的频率范围按下式求取：波段1#：f_{bd1_1}～f_{bd1_2}＝f₁～f_b1‑w/2；波段2#：f_{bd2_1}～f_bd2‑2＝f_b1‑3w/2～f_b1+3w/2；波段3#：f_{bd3_1}～f_{bd3_2}＝f_b1+w/2～f_b2‑w/2；波段4#：f_{bd4_1}～f_{bd4_2}＝f_b2‑3w/2～f_b2+3w/2；…波段2m#：f_{bd2m_1}～f_{bd2m_2}＝f_bm‑3w/2～f_bm+3w/2；波段2m+1#：f_{bd2m+1_1}～f_{bd2m+1_2}＝f_bm+w/2～f₂；其中，f_{bd1_1}～f_{bd1_2}表示波段1的起始频率和终止频率，以此类推；w表示接收机的带宽，偶数频段的带宽均为3w，奇数波段对应f_s1采样频率，偶数频段分别对应f_s2,f_s3,...f_sm+1采样频率；根据每个波段的频率范围、采样频率检查各频段滤波器的矩形系数，如果不能满足工程制造要求，对该波段进行再拆分；4)确定射频输入信号的采样频率的过程具体包括：根据输入频率落在滤波器的那个区域来决定采样频率：a)当输入频率落在奇数波段区域时，选用f_s1采样频率；b)当输入频率落在偶数波段区域时，2#区选用f_s2，4#区选用f_s3，以此类推；c)当输入频率落在两个重叠区时，输入频率大于盲区中心频率时采样频率选择下一个区域的采样频率，否则不变；并且，抽取分相时，其相数应满足$D\ge \frac{f_{s1}}{f_{\mathrm{clk}}};$其中，f_clk表示数字信号处理单元的最高处理时钟，f_s1表示最高A/D采样频率；每相数字信号的表式为：x_k(n)＝x(k+nD)，k＝0,1,...,D‑1,n＝0,1,...；以及，通过如下计算得到NCO输出：假设f₀为接收机调谐中心频率，范围是：f₁+w/2～f₂‑w/2其中，f₁、f₂是接收机输入频率范围，w是接收机最大输出信道带宽；假设选用D个NCO本振源，则每个NCO输出的数学表达式为：s₁(n)＝cos(2πf₀n/(f_s/D))+(‑1)^polajsin(2πf₀n/(f_s/D))s₂(n)＝cos(2πf₀n/(f_s/D)+2πf₀×1/f_s)+(‑1)^polajsin(2πf₀n/(f_s/D)+2πf₀×1/f_s)……s_D(n)＝cos(2πf₀n/(f_s/D)+2πf₀×(D‑1)/f_s)+(‑1)^polajsin(2πf₀n/(f_s/D)+2πf₀×(D‑1)/f_s)其中，pola是极性，当f₀落在NCO的奇数象限时取1；当落在NCO的偶数象限时取0；其中，所述多相FIR低通滤波器的原型滤波器是一个低通FIR滤波器，归一化截止频率按下式求取：${\omega }_c=\frac{w}{f_s},f_s=\min (f_{s1},f_{s2},...)$其中，w是接收机最大输出带宽；f_s1，f_s2…表示所有变速率采样的A/D采样频率值；min()表示取最小值；假设原型滤波器的系数为b(n)，系数长度为N，则按以下方法求取多相FIR滤波器的系数：h_k(n)＝b(k+nD)，k＝0,1,...,D‑1,n＝0,1,...,N/D‑1；其中，D是滤波器的抽取率，等于多相FIR滤波器的组数，h_k(n)是每一组滤波器的系数。