一种基于谐振滑模的DFIG系统控制方法

摘要

本发明公开了一种基于谐振滑模的DFIG系统控制方法，其采用直接转矩/功率控制而能够直接对电机电磁转矩和无功功率、网侧变流器输出的有功功率和无功功率进行控制，且消除了复杂的负序及各次谐波分量提取以及转子电流参考值计算步骤，故而不会引入分解延时。基于谐振的滑模控制可消除电机电磁转矩、无功功率及网侧变流器有功功率、无功功率中由于电网电压谐波所引入的负面影响，从而达到稳定的输出，较小的稳态误差以及较好的动态响应特性，进而达到预期控制效果。本发明无需进行复杂的负序及各次谐波分量提取，也无需进行电网电压相位的估计和复杂的电流参考值计算，能够大大减少控制延时，增强系统的快速性及稳定性。

主权项

一种基于谐振滑模的DFIG系统控制方法，包括如下步骤：对于DFIG机侧变流器控制：A1.采集DFIG的三相定子电压、三相定子电流、三相转子电流、转速以及转子位置角，根据转子位置角通过坐标变换确定DFIG的三相定子电压、三相定子电流、三相转子电流以及定子磁链在定子静止α‑β坐标系中的分量，进而计算出DFIG的输出有功功率P_s、输出无功功率Q_s以及电磁转矩T_e；A2.使给定的电磁转矩参考量T_eref和无功功率参考量Q_sref分别减去DFIG的电磁转矩T_e和输出无功功率Q_s，得到电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s；根据以下算式分别对电磁转矩误差量ΔT_e和无功功率误差量ΔQ_s进行PIR调节，得到电磁转矩滑模值S_Te和无功功率滑模值S_Qs；$S_{\mathrm{Te}}=(K_{\mathrm{sp}1}+\frac{K_{\mathrm{si}1}}{s}+\frac{K_{\mathrm{sr}1}s}{s^2+{\left(6\omega \right)}^2})\Delta T_e$$S_{\mathrm{Qs}}=(K_{\mathrm{sp}2}+\frac{K_{\mathrm{si}2}}{s}+\frac{K_{\mathrm{sr}2}s}{s^2+{\left(69\omega \right)}^2})\Delta Q_s$其中：s为拉普拉斯算子，K_sp1和K_sp2均为给定的比例系数，K_si1和K_si2均为给定的积分系数，K_sr1和K_sr2均为给定的谐振系数，ω＝2πf，f＝50Hz；A3.根据所述的电磁转矩滑模值S_Te和无功功率滑模值S_Qs通过以下滑模控制算法，计算得到转子电压指令在定子静止α‑β坐标系中的分量；U_rα＝(U_sα·C‑ψ_sβ·D)/(U_sαψ_sα‑U_sβψ_sβ)U_rβ＝(U_sβ·C‑ψ_sα·D)/(U_sαψ_sα‑U_sβψ_sβ)C＝σL_m[K_si1ΔT_e+K_Tesgn(S_Te)‑pQ_s‑1.5(A·ψ_sα‑B·ψ_sβ)]/1.5pD＝‑σL_m[K_si2ΔQ_s+K_Qssgn(S_Qs)‑ωP_s+1.5(A·U_sβ‑B·U_sα)]/1.5pA＝[‑L_r(U_sα+ω_rψ_sβ)/L_m‑ω_rσL_mI_sβ]/σL_mB＝[‑L_r(U_sβ‑ω_rψ_sα)/L_m+ω_rσL_mI_sα]/σL_m$\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Te}}\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& S_{\mathrm{Te}}>0.05\\ S_{\mathrm{Te}}/0.05,& -0.05\le S_{\mathrm{Te}}\le 0.05\\ -1,& S_{\mathrm{Te}}<-0.05\end{array}\right.$$\mathrm{sgn}\left(s_{\mathrm{Qs}}\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& S_{\mathrm{Qs}}>0.05\\ S_{\mathrm{Qs}}/0.05,& -0.05\le S_{\mathrm{Qs}}\le 0.05\\ -1,& S_{\mathrm{Qs}}<-0.05\end{array}\right.$其中：U_rα和U_rβ分别为转子电压指令在定子静止α‑β坐标系中的α轴分量和β轴分量，p为DFIG的极对数，Ψ_sα和Ψ_sβ分别为定子磁链在定子静止α‑β坐标系中的α轴分量和β轴分量，I_sα和I_sβ分别为三相定子电流在定子静止α‑β坐标系中的α轴分量和β轴分量，U_sα和U_sβ分别为三相定子电压在定子静止α‑β坐标系中的α轴分量和β轴分量，σ为DFIG的漏感系数且σ＝1‑(L_sL_r/L_m²)，L_s和L_r分别为DFIG的定子电感和转子电感，L_m为DFIG的定转子互感，ω_r为DFIG的转速，K_Τe和K_Qs均为给定的收敛控制系数；A4.对转子电压指令在定子静止α‑β坐标系中的分量进行Park变换，得到转子电压指令在转子静止α‑β坐标系中的分量；进而根据转子电压指令在转子静止α‑β坐标系中的分量通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号以对DFIG机侧变流器进行控制；对于DFIG网侧变流器控制：B1.采集DFIG网侧变流器的三相进线电流和直流母线电压V_dc，通过坐标变换确定三相进线电流在定子静止α‑β坐标系中的分量，进而计算出DFIG网侧变流器的输出有功功率P_g和输出无功功率Q_g；B2.使给定的直流母线电压参考量V_dcref减去直流母线电压V_dc，得到直流母线电压误差量ΔV_dc；对直流母线电压误差量ΔV_dc进行PI调节，得到直流侧有功功率P_d；B3.提取定子电压基波、定子电流基波和定子电流谐波分别在定子静止α‑β坐标系中的分量；进而根据实际控制目标和直流侧有功功率P_d，计算出在该控制目标下DFIG网侧变流器的输出有功功率参考值P_gref和输出无功功率参考值Q_gref；B4.使输出有功功率参考值P_gref和输出无功功率参考值Q_gref分别减去输出有功功率P_g和输出无功功率Q_g，得到有功功率误差量ΔP_g和无功功率误差量ΔQ_g；根据以下算式分别对有功功率误差量ΔP_g和无功功率误差量ΔQ_g进行PIR调节，得到有功功率滑模值S_Pg和无功功率滑模值S_Qg；$S_{\mathrm{Pg}}=(K_{\mathrm{gp}1}+\frac{K_{\mathrm{gi}1}}{s}+\frac{K_{\mathrm{gr}1}s}{s^2+{\left(6\omega \right)}^2})\Delta P_g$$S_{\mathrm{Qg}}=(K_{\mathrm{gp}2}+\frac{K_{\mathrm{gi}2}}{s}+\frac{K_{\mathrm{gr}2}s}{s^2+{\left(6\omega \right)}^2})\Delta Q_g$其中：K_gp1和K_gp2均为给定的比例系数，K_gi1和K_gi2均为给定的积分系数，K_gr1和K_gr2均为给定的谐振系数；B5.根据所述的有功功率滑模值S_Pg和无功功率滑模值S_Qg通过以下滑模控制算法，计算得到网侧电压指令在定子静止α‑β坐标系中的分量；U_gα＝ρ(EU_sα‑FU_sβ) U_gβ＝ρ(EU_sβ+FU_sβ)$E={1.5L}_g[K_{\mathrm{gi}1}\Delta P_g+K_{\mathrm{Pg}}\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Pg}}\right)+R_g{P}_g/L_g+\omega Q_g]+\frac{1}{\rho }$F＝‑1.5L_g[K_gi2ΔQ_g+K_Qgsgn(S_Qg)+R_gQ_g/L_g‑ωP_g]$\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Pg}}\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& S_{\mathrm{Pg}}>0.05\\ S_{\mathrm{Pg}}/0.05,& -0.05\le S_{\mathrm{Pg}}\le 0.05\\ -1,& S_{\mathrm{Pg}}<-0.05\end{array}\right.$$\mathrm{sgn}\left(S_{\mathrm{Qg}}\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& S_{\mathrm{Qg}}>0.05\\ S_{\mathrm{Qg}}/0.05,& -0.05\le S_{\mathrm{Qg}}\le 0.05\\ -1,& S_{\mathrm{Qg}}<-0.05\end{array}\right.$其中：U_gα和U_gβ分别为网侧电压指令在定子静止α‑β坐标系中的α轴分量和β轴分量，K_Pg和K_Qg均为给定的收敛控制系数，L_g为DFIG网侧变流器的进线电感，R_g为DFIG网侧变流器进线电感的内阻；进而根据网侧电压指令在定子静止α‑β坐标系中的分量通过SVPWM技术构造得到一组PWM信号以对DFIG网侧变流器进行控制。