高速移动环境下莱斯信道中多普勒频偏估计与补偿方法

摘要

本发明公开了一种高速移动环境下莱斯信道中多普勒频偏估计与补偿方法，主要解决现有技术中多普勒频偏估计精度不高和非最佳倍数补偿问题。其基本步骤为：首先利用接收信号通过频域信道估计算法或时域信道估计算法得到时域信道估计；再从时域信道估计中提取含有LOS分量的径；然后利用该含有LOS分量的径进行频偏估计得到高精度的频偏估计值，并通过最大化接收信号的信干比来确定最佳的频偏补偿倍数；最后对接收信号进行最佳频偏补偿，消除接收信号中多普勒频偏的影响。本发明有效地减小了多普勒频偏带来的系统性能损失，可用于提高OFDM/OFDMA系统对多普勒频偏的鲁棒性。

主权项

1.一种高速移动环境下莱斯信道的多普勒频偏估计与补偿方法，包括：（1）频偏估计步骤：（1a）提取带有直射分量LOS的径首先，提取频域接收信号中的正交频分复用/正交频分多址OFDM/OFDMA导频符号，并利用该接收信号中的导频符号和发送信号中的导频符号进行信道估计，得到导频位置频域信道响应：其中m_p为带有导频符号的标识，k_p为导频子载波位置的标识，Y(m_p,k_p)为位置(m_p,k_p)处的频域接收信号，X(m_p,k_p)为位置(m_p,k_p)处的频域发送信号；其次，对导频位置频域信道响应进行内插，得到整个导频符号上其他数据子载波上的信道频域响应并将当前带有导频符号的上的频域信道响应估计值记为其中k_d为数据子载波位置的标识，k为系统占用的子载波位置的标识；再次，对频域信道响应进行IFFT变换处理，得到时域信道估计值式中，是时域信道第一径系数的估计值，是时域信道第L-1径系数的估计值，为整个OFDM/OFDMA符号上信道响应的平均值，且位于该OFDM/OFDMA符号的中间位置；最后，从时域信道估计值中提取带有LOS分量的径，即第一径：${\hat{h}}_{\mathrm{los}}\left(m_p\right)=\hat{h}(m_p,0);$（1b）利用估计得到的带有LOS分量的径进行频偏估计，得到多普勒频偏估计值：$\widehat{ϵ}=\frac{N}{2\pi N_s{\mathrm{DN}}_m}\underset{m_p\in {\kappa }_p}{\Sigma }\arg \left\{{\hat{h}}_{\mathrm{los}}(m_p+D){{\hat{h}}_{\mathrm{los}}}^{*}\left(m_p\right)\right\}$式中，κ_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号位置集合，m_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号的标识，N_s＝N+N_g，N和N_g分别为FFT和循环前缀的长度，arg{}表示取角度符号，D为两个进行相关处理的OFDM/OFDMA符号间隔的符号数，N_m为进行相关处理的OFDM/OFDMA组数，为位置m_p+D处带有LOS分量的径系数估计值，表示的共轭值；（2）最佳多普勒频偏补偿步骤：（2a）计算频偏补偿后信号的信干比SIR假设用于频偏补偿的频偏值为其中ρ∈[0 1]为补偿倍数，为频偏的估计值，则频偏补偿后信号的信干比SIR为：$\mathrm{SIR}=[P_L{\left|\frac{\sin \pi \underset{‾}{ϵ}}{\sin \pi \underset{‾}{ϵ}/N}\right|}^2+P_S(N+2\underset{r=1}{\overset{N-1}{\Sigma }}{J}_0\left(2\pi f_{\max }r{T}_s\right)\cos (2\mathrm{\pi \rho }\widehat{ϵ}r/N))]/P_{\mathrm{ICI}}$式中，f_max为最大多普勒频移，T_s为采样间隔，J₀(·)为第一类零阶贝塞尔函数，ε为真实归一化频偏，P_L为莱斯信道LOS分量的功率，P_L＝|c|²，c为信道第一径LOS分量系数，P_S为莱斯信道所有散射分量的功率和，为信道第l_p径的系数，var[]为取方差符号，P_ICI为平均干扰功率：$\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ICI}}=\frac{P_L}{N_u{N}^2}\underset{p=-N_u+1}{\overset{N_u-1}{\Sigma }}(N_u-|p\left|\right){\left|\frac{\sin \pi (p+\underset{‾}{ϵ})}{\sin [\pi (p+\underset{‾}{ϵ})/N]}\right|}^2-\frac{P_L}{N^2}{\left|\frac{\sin \pi \underset{‾}{ϵ}}{\sin [\pi \underset{‾}{ϵ}/N]}\right|}^2+\frac{N_u-1}{N}{P}_S\\ +\frac{2P_S}{N_u{N}^2}\underset{q=1}{\overset{N-1}{\Sigma }}(N-q)J_0\left(2\pi f_{\max }{T}_{s}q\right)[\underset{p=-N_u+1}{\overset{N_u-1}{\Sigma }}(N_u-|p\left|\right)\cos \left(\frac{2\mathrm{\pi q}(p-\widehat{ϵ})}{N}\right)-N_u\cos \left(\frac{-2\mathrm{\pi q}\widehat{ϵ}}{N}\right)]\end{array}$式中，N_u为OFDM/OFDMA符号中有用子载波的个数；（2b）根据补偿后信号的信干比SIR的大小确定最佳的频偏补偿倍数ρ，即将SIR取最大值时对应的频偏补偿倍数ρ作为最佳的补偿倍数。