基于Vector OFDM的双选择性信道的变换域复用方法

摘要

本发明公开了一种基于Vector OFDM的双选择信道的变换域复用方法。高速移动环境下的无线通信中，信道经历严重的双选择性衰落。本发明在发送端将符号射到变换域，进行二维IFFT，Vector OFDM调制，得到时频域信号进行发送，在接收端使用Vector OFDM解调，二维FFT变换重回变换域，不考虑噪声，变换域的接收信号等于原发送符号与信道的BEM矩阵的二维FFT的乘积，变换域信号在双选择信道的传输过程中保持正交，因此仅需单抽头的均衡器即可实现信道均衡。此外，需要一定的编码或预编码的结构来对抗信道深衰落。本发明处理复杂度低，同时能获取双选择性信道固有联合多径-多普勒分集增益，有效地对抗信道衰落，提高无线通信可靠性。

主权项

1.一种基于Vector OFDM的双选择性信道的变换域复用方法，其特征在于：发送端将经过卷积编码后的发送信号串并变换为矩阵形式，并对该矩阵进行二维IFFT，然后加上二维CP/ZP得到扩展矩阵，利用Vector OFDM调制，将矩阵映射到时频域并发送；接收信号首先利用Vector OFDM解调，然后通过二维FFT得到变换域信号，利用单抽头滤波器做均衡后，得到原发送信号的估计值，最后进行解码；考虑等效基带信号模型，双选择信道采用BEM建模，记发送信号载波频率f_c，传输带宽B，采样频率为T_s＝1/B，数据块长度N，信号经过双选择信道，接收端接收到的信号是来自不同方向、具有不同时延和多普勒频移的信号簇，发射机与接收机之间相对运动速度v，引起的最大时延扩展为τ_max，最大多普勒频移f_dmax，信道用连续时变线性滤波器h_c(t,τ)和单边功率谱密度为N₀的加性白高斯噪声描述，通过傅立叶变换可作分解其中f_d为多普勒频移，τ为多径时延，由此将信道响应分解为在时-频域具有不同时延和多普勒频移的子径集，表示为$h_{c\_\mathrm{sum}}(t,\tau )=\int \int H_c(f_d,{\tau }^{\text{'}})e^{j2\pi f_{d}t}\delta (\tau -{\tau }^{\text{'}})d{f}_{d}d{\tau }^{\text{'}},$H_c(f_d,τ′)为信道响应在联合时-频域的扩展系数，记信道的最大时延扩展为τ_max，最大多普勒频移为f_dmax，即当τ＞τ_max或|f_d|＞f_dmax时，H(f,τ)≈0，那么NT_s为N个符号的数据块周期，利用Δτ＝T_s和分别离散化时延扩展和多普勒扩展，得到离散信道响应模型其中H(f_d,τ)为离散BEM模型的扩展系数，l∈[0,L]，q∈[-Q/2,Q/2]，用二维矩阵表示信道扩展系数$H=\left[\begin{array}{ccc}H(-Q/\mathrm{2,0})& ···& H(-Q/2,L)\\ ·& & ·\\ ·& & ·\\ ·& & ·\\ H(Q/\mathrm{2,0})& ···& H(Q/2,L)\end{array}\right]$其中，矩阵行表示时延扩展，列表示多普勒频移扩展，H中的元素服从广义平稳非相关散射WSSUS模型，即H中的元素相互独立，且服从复高斯分布，H在时延方向上的响应在功率上满足指数衰减，V(H(q,l))∝exp(-0.1·l)，在频率扩展方向上信道响应的功率均匀分布，且H经过归一化之后二阶范数为1，信道扩展系数在每一个数据分组块内保持不变，随着数据块的变化而变化；变换域复用方法的具体步骤如下：步骤（1.1）对原发送信息进行卷积编码并交织，然后进行调制，得到待发送的调制符号{Ts₀,Ts₁…,Ts_N,…}；步骤（1.2）在待发送符号序列中插入导频，通过串并变换器，组成P×K的二维信号矩阵$\mathrm{Ts}=\left[\begin{array}{ccc}{\mathrm{Ts}}_{\mathrm{0,0}}& ···& {\mathrm{Ts}}_{0,K-1}\\ ·& & ·\\ ·& & ·\\ ·& & ·\\ {\mathrm{Ts}}_{P-\mathrm{1,0}}& ···& {\mathrm{Ts}}_{P-1,K-1}\end{array}\right]$导频总数为P₁×K₁个，均匀散布在矩阵Ts中；步骤（1.3）对原发送矩阵Ts进行二维IFFT，得到矩阵相当于将原发送矩阵Ts看成变换域信号，而s则是将映射到时频域的信号$s=\left[\begin{array}{ccc}{s}_{\mathrm{0,0}}& ···& s_{0,K-1}\\ ·& & ·\\ ·& & ·\\ ·& & ·\\ s_{P-\mathrm{1,0}}& ···& s_{P-1,K-1}\end{array}\right]$在后续处理步骤中，行方向映射为时域，列方向映射为频域；步骤（1.4）对s加上二维循环前缀得到扩展矩阵，时域循环前缀长度取信道可能出现的最大时延扩展N_{cp_r}＝L₁≥L，频域单边循环前缀长度为最大可能的单边多普勒频移N_{cp_c}＝Q₁/2≥Q，在列方向的首尾与行方向的首段加入循环前缀得到大小为(P+Q₁)×(K+L₁)的扩展矩阵记N＝(P+Q₁)×(K+L₁)；步骤（1.5）对进行Vector OFDM调制，将扩展矩阵中的行向量调制到各个子载波上，即在扩展矩阵的列方向上作P+Q₁点IFFT变换，得到Ms，第p行为${\mathrm{Ms}}_p=\frac{1}{\sqrt{P+Q_1}}\underset{i=0}{\overset{P+Q_1-1}{\Sigma }}{\tilde{s}}_i{e}^{j2\pi \frac{\mathrm{pi}}{P+Q_1}}$式中，表示扩展矩阵的第i行，和Ms_p均为1×(K+L₁)的行向量；步骤（1.6）对Ms进行并串变换，按照行优先整形为1×N的行向量数据块t并发送，有t＝[Ms₀ Ms₁...Ms_P+Q-1]发送信号t经历双选择信道衰落到达接收端，根据双选择信道的BEM模型，信号经历时延扩展和多普勒扩展，时延扩展数为L，多普勒扩展数为Q，则接收信号为$r\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}\underset{q=-Q/2}{\overset{Q/2}{\Sigma }}H(q,l)e^{j2\pi \frac{\mathrm{qn}}{N}}t(n-l)+\eta \left(n\right)$式中η(n)为双边带功率为N₀/2的AWGN，H(q,l)为双选择信道在多径时延为l且多普勒频移为q的路径的信道响应；步骤（1.7）将接收到的一个数据块的串行信号经过串并变换器，按照行优先组成为大小为(P+Q₁)×(K+L₁)的接收信号矩阵Mr，以Mr_i表示Mr的第i行，η_i(k)为噪声矩阵的第i行，考虑每一行的非CP部分的数据，即当k≥L时，有${\mathrm{Mr}}_i\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}\underset{q=-Q/2}{\overset{Q/2}{\Sigma }}H(q,l)e^{j2\pi \frac{q[i(K+L_1)+k]}{(P+Q_1)(K+L_1)}}{\mathrm{Ms}}_i(k-l)+{\eta }_i\left(k\right)$$\approx \underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}\underset{q=-Q/2}{\overset{Q/2}{\Sigma }}H(q,l)e^{j2\pi \frac{\mathrm{qi}}{P+Q_1}}{\mathrm{Ms}}_i(k-l)+{\eta }_i\left(k\right)$式中，用了(P+Q₁)＞＞1取近似值；步骤（1.8）对接收信号矩阵Mr进行Vector OFDM解调，在Mr的列方向上作(P+Q₁)点FFT变换，得到接收矩阵其第p行为${\tilde{r}}_p=\frac{1}{\sqrt{P+Q_1}}\underset{i=0}{\overset{P+Q_1-1}{\Sigma }}{{\mathrm{Mr}}_{i}e}^{-j2\pi \frac{\mathrm{pi}}{P+Q_1}}$根据步骤（1.4）、步骤（1.5）以及步骤（1.7），得到接收信号矩阵的非CP数据部分，即k≥L₁，Q₁/2≤p＜P+Q₁/2时，接收信号有${\tilde{r}}_p\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}\underset{p=-Q/2}{\overset{Q/2}{\Sigma }}H(q,l)\tilde{s}{(p-q,k-l)+\eta }_i\left(k\right)$$=\underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}\underset{p=-Q/2}{\overset{Q/2}{\Sigma }}H(q,l)s({(p-Q_1/2-q)}_P,{(k-L_1-l)}_K)+{\eta }_i\left(k\right)$其中算子(·)_P和(·)_K分别表示对数据做对P和K取模的运算；步骤（1.9）去掉循环前缀得到r，有$r(p,k)=\underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}\underset{p=-Q/2}{\overset{Q/2}{\Sigma }}H(q,l)s({(p-q)}_P,{(k-l)}_K)+\eta (p,k)$将信道响应的系数扩展矩阵H进行添零扩展，得到P×K的扩展矩阵则上式等效为发送矩阵与信道响应矩阵的循环卷积$r=s\otimes \tilde{H}+\eta$其中，表示循环卷积；步骤（1.10）对r做二维FFT，回到变换域信号记其中，为二维傅里叶变换算子，于是信号矩阵s与信道响应矩阵的循环卷积等价于它们变换域信号的点乘Tr＝Ts⊙TH+Tη其中，⊙表示矩阵点乘；上式可看作原发送符号矩阵Ts中的每一个符号，各自经历不同的信道响应得到接收信号，发送符号在变换域上是正交的，且响应值TH等于信道扩展系数矩阵在其二维FFT变换网格上的值，在N_s＞(L+1)(Q+1)的条件下不是相互独立的；步骤（1.11）利用导频进行信道估计。P₁×K₁个导频符号均匀散布到原发送信号矩阵Ts中，由于Ts中的符号在传输过程中保持正交，在步骤（1.10）之后得到的变换域信号Tr中，导频位置上的信道响应可直接获得，即对于导频点TH(p,k)＝Tr(p,k)/Ts(p,k)然后利用上采样和低通滤波器进行插值，即能得到所有点对应的信道响应，即TH的估计值；步骤（1.12）对变换域信号Tr进行单抽头的均衡，采用ZF均衡技术，得到原发送符号矩阵Ts的估计值每一个数据点只需单抽头的滤波器；步骤（1.13）对进行判决，并且串并变换得到原发送调制符号序列的估计值；步骤（1.14）对调制符号进行解调、解交织与解码，恢复原发送信息。