一种通用的非相干直接序列扩频信号跟踪方法

摘要

一种通用的非相干直接序列扩频信号跟踪方法，步骤如下：一：根据待跟踪的非相干直接序列扩频信号特征确定相干积分时间，并生成相干积分脉冲：二：计算需要配置的参数，计有载波中心频率、数据速率、扩频码速率和环路滤波器系数；三：数字下变频：输入的模拟中频信号经采样后，变为数字中频信号并与本地复现的数字中频载波相乘即可实现数字下变频；四：数字下变频结果与扩频码做相关运算：五：相干积分结果鉴频鉴相及滤波：相干积分结果I_P、Q_P用于载波环鉴频鉴相，鉴频及鉴相结果输出给二阶辅助三阶的载波环环路滤波器，滤波结果反馈控制数据NCO；通过上述五个步骤达到对扩频码速率和数据速率可变的非相干直接序列扩频信号的通用跟踪。

主权项

1.一种通用的非相干直接序列扩频信号跟踪方法，其特征在于：该方法包含如下步骤：步骤一：根据待跟踪的非相干直接序列扩频信号特征确定相干积分时间，并生成相干积分脉冲：相干积分脉冲有两类，一类用于确定载波环及码环中的相关器的相干积分起始，一类用于确定位同步环的相关器的相干积分起始；由于数据跳变的影响，载波环及码环的相关器相干积分时间应小于二分之一数据比特持续时间，而为了提高信噪比，相干积分时间应尽量长，综合考虑，在数据速率较高时，确定相干积分时间为半个数据比特持续时间；捕获提供给跟踪的多普勒范围为±250Hz，由于数据跳变，鉴频器鉴相范围为±1/(4*T)，所以相干积分时间T最大取值为0.5ms；位同步环相干积分起始分为同相和中相脉冲，同相脉冲在位同步环锁定时，理论上与数据跳变沿对齐，而中相脉冲处于两同相脉冲正中间，即数据中点；数据速率为1Kbps时，半个数据比特持续时间是0.5ms，所以当数据速率大于等于1Kbps时，相关器相干积分脉冲等于同相脉冲和中相脉冲的逻辑或；而数据速率小于1Kbps时，不能简单的把载波环及码环中的相关器相干积分时间定为0.5ms，因为在数据速率大于250bps时，以固定的0.5ms为相干积分时间，必定会有些相干积分结果是跨越数据比特的，这对之后的锁频环的影响很大，很可能会失锁；所以设定数据速率大于等于500bps且小于1Kbps时，相干积分时间取为四分之一数据比特持续时间，积分脉冲与位同步的同相脉冲和中相脉冲有关系，即在同相脉冲和中相脉冲正中间又加入一个脉冲；同理数据速率大于等于250bps且小于500bps时，相干积分时间取为八分之一数据比特持续时间；数据速率小于250bps时，相干积分时间取为0.5ms，这种情况下，积分脉冲与位定时脉冲完全独立，即可确定载波环及码环的相关器相干积分时间如下：载波环及码环的相关器相干积分时间$T=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{2}{T}_b& R_b>=1\mathrm{Kbps}\\ \frac{1}{4}{T}_b& 500\mathrm{bps}=<R_b<1\mathrm{Kbps}\\ \frac{1}{8}{T}_b& 250\mathrm{bps}=<R_b<500\mathrm{bps}\\ 0.5\mathrm{ms}& R_b<250\mathrm{bps}\end{array}\right.$其中T_b为数据比特持续时间，R_b为数据速率，且综上，相干积分脉冲生成方法如下，根据数据速率，生成同相脉冲和中相脉冲，之后再由数据速率，确定载波环及码环的相关器相干积分时间T，即确定了载波环及码环的相关器的相干积分脉冲周期为T，并注意到当T小于0.5ms时，载波环及码环的相关器相干积分脉冲与同相脉冲有对应的相位关系，由此生成载波环及码环的相关器相干积分脉冲；步骤二：计算需要配置的参数为了能够跟踪锁定不同扩频码速率、不同数据速率的非相干直接序列扩频信号，需要根据相干积分时间计算出跟踪所需的配置参数；需要配置的参数有载波中心频率、数据速率、扩频码速率、环路滤波器系数；载波中心频率要换算为载波频率控制字，计算公式如下：${\mathrm{FW}}_{\mathrm{carr}}=f_{\mathrm{carr}}*\frac{2^{W_f}}{f_s}$其中FW_carr为载波频率控制字，f_carr为载波频率，f_s为系统采样率，W_f为载波NCO位宽；数据速率要换算为数据NCO控制字，计算公式如下：${\mathrm{FW}}_{\mathrm{data}}=f_{\mathrm{data}}*\frac{2^{W_d}}{f_s}$其中FW_data为数据NCO控制字，f_data为数据速率，f_s为系统采样率，W_d为数据NCO位宽；扩频码速率要换算为扩频码NCO控制字，计算公式如下：${\mathrm{FW}}_{\mathrm{code}}=f_{\mathrm{code}}*\frac{2^{W_c}}{f_s}$其中FW_code为扩频码NCO控制字，f_code为扩频码速率，f_s为系统采样率，W_c为扩频码NCO位宽；环路滤波器系数由环路自然谐振角频率、相干积分时间、系统采样率和量化倍数共同决定；载波环环路滤波器系数计算公式如下：锁频环系数：$C_{f1}={\omega }_{0f}^2*T*\frac{1}{2\pi }*\frac{2^{W_f}}{f_s}*2^{N_f}$$C_{f2}=a_2{\omega }_{0f}*\frac{1}{2\pi }*\frac{2^{W_f}}{f_s}*2^{N_f}$其中a₂=1.414，B_nf=0.53ω_0f，ω_0f为环路自然谐振角频率，T为相干积分时间，f_s为系统采样率，W_f为载波NCO位宽，N_f为系数量化位数；锁相环系数：$C_{p1}={\omega }_{0p}^3*T^2*\frac{2^{W_p}}{f_s}*2^{N_p}$$C_{p2}=a_3{\omega }_{0p}^2*T*\frac{2^{W_p}}{f_s}*2^{N_p}$$C_{p3}=b_3{\omega }_{0p}*\frac{2^{W_p}}{f_s}*2^{N_p}$其中a₃=1.1，b₃=2.4，B_np=0.7845ω_0p，ω_0p为环路自然谐振角频率，T为相干积分时间，f_s为系统采样率，W_p为载波NCO位宽，N_p为系数量化位数；码环环路滤波器系数计算公式如下：$C_{c1}=\frac{D}{2}{\omega }_{0c}^2*T*\frac{2^{W_c}}{f_s}*2^{N_c}$$C_{c2}=\frac{D}{2}{a}_2{\omega }_{0c}*\frac{2^{W_c}}{f_s}*2^{N_c}$其中a₂=1.414，B_nc=0.53ω_0c，ω_0c为环路自然谐振角频率，T为相干积分时间，f_s为系统采样率，W_c为扩频码NCO位宽，N_c为系数量化位数，D为码间距；位同步环环路滤波器系数计算公式如下：$C_{d1}={\omega }_{0d}^2*T*\frac{2^{W_d}}{f_s}*2^{N_d}$$C_{d2}={\alpha }_2{\omega }_{0d}*\frac{2^{W_d}}{f_s}*2^{N_d}$其中a₂=1.414，B_nd=0.53ω_0d，ω_0d为环路自然谐振角频率，T为相干积分时间，f_s为系统采样率，W_d为数据NCO位宽，N_d为系数量化位数；步骤三：数字下变频输入的模拟中频信号经模数转换器ADC采样后，变为数字中频信号，数字中频信号与本地复现的数字中频载波相乘即可实现数字下变频；数字中频信号与本地载波NCO控制产生的sin和cos相乘，完成数字下变频，得到两路下变频结果，分别是同相I路的I_down和正交Q路Q_down；步骤四：数字下变频结果与扩频码做相关运算扩频码频率控制字控制扩频码NCO生成扩频码时钟，扩频码时钟驱动扩频码发生器生成超前E支路扩频码，E支路扩频码经延时后得到即时P支路扩频码和滞后L支路扩频码；数字下变频结果I_down和Q_down，分别根据步骤一生成的载波环及码环的相关器相干积分脉冲与本地扩频码发生器的超前E、即时P、滞后L支路扩频码做相关运算，输出结果为I_E、I_P、I_L、Q_E、Q_P、Q_L；I路下变频结果根据同相脉冲与即时P支路扩频码做相关运算，输出结果为I_edge；I路下变频结果根据中相脉冲与即时P支路扩频码做相关运算，输出结果为I_half；其中，I_E为I支路超前相干积分结果；I_P为I支路即时相干积分结果；I_L为I支路滞后相干积分结果；Q_E为Q支路超前相干积分结果；Q_P为Q支路即时相干积分结果；Q_L为Q支路滞后相干积分结果；I_edge为同相脉冲支路相干积分果；I_half为中相脉冲支路相干积分果；步骤五：相干积分结果鉴频鉴相及滤波相干积分结果I_P、Q_P用于载波环鉴频鉴相，鉴频及鉴相结果输出给二阶辅助三阶的载波环环路滤波器，滤波结果反馈控制步骤三中的本地载波NCO；相干积分结果I_E、I_L、Q_E、Q_L用于码环鉴相，鉴相结果输出给码环环路滤波器，滤波结果反馈控制步骤四的本地扩频码NCO，相干积分结果I_edge、I_half用于位同步环鉴相，鉴相结果输出给位同步环环路滤波器，位同步环环路滤波器与码环环路滤波器相同，滤波结果反馈控制数据NCO；通过上述五个步骤达到对扩频码速率和数据速率可变的非相干直接序列扩频信号的通用跟踪。