一种适合快衰落信道的分布式差分空时编码传输方法

摘要

本发明公开了一种适合于在快衰落信道中传输的分布式差分空时编码传输方法。该方法的思想是通过减小DDSTC信号的帧长来降低信道快衰落带来的不利影响，因此将其称为减小信号帧长的分布式差分空时编码传输方案，简称为RFL-DDSTC (RFL，Reduced Frame Length)。该方法通过采用T个正交列向量将DDSTC在T个符号周期内的信号合并到一个符号周期内进行发送，使得DDSTC信号的帧长大大缩短，因而可以有效减小信道快衰落带来的不利影响。理论分析与仿真结果进一步验证了本发明中提出的RFL-DDSTC方案在快衰落信道中对误码性能的提升。

主权项

1.一种适合快衰落信道的分布式差分空时编码传输方法，其特征在于，分为如下的三步：一、中继节点处压缩分布式差分空时编码DDSTC信号帧长在分布式差分空时编码DDSTC中，发送每个数据块的第二步占用T个符号周期，即每个中继的发送信号的帧长为T，而在减小信号帧长的分布式差分空时编码RFL-DDSTC中，每个中继处采用T个正交向量将帧长为T的信号压缩为具有单位帧长的短信号，T个正交向量采用任意的范数为1的正交向量，将其选为T个正交扩频码序列，对于第(τ-1)个数据块，假设第i个中继处的T×1维的发送信号为$t_i^{(\tau -1)}={\left[\begin{array}{cccc}{t}_{i1}^{(\tau -1)}& t_{i2}^{(\tau -1)}& ...& t_{\mathrm{iT}}^{(\tau -1)}\end{array}\right]}^T,$表示在(T+k)时刻发出的信号，这样发送将占用T个符号周期，在每个中继处，首先采用一个扩频码矩阵C＝[c₁ c₂ … c_T]来压缩在T个符号周期的发送信号(k=1,…,T)，假设P×1维的扩频码c_k(k＝1,…,T)相互正交且范数为1，即满足其中δ_kl表示Kronecker delta函数，c_k的长度P定义为其扩频增益，因此，在第i个中继处发出的P×1维的压缩信号为$b_i^{(\tau -1)}={\mathrm{Ct}}_i^{(\tau -1)}=\underset{k=1}{\overset{T}{\Sigma }}{c}_k{t}_{\mathrm{ik}}^{(\tau -1)}---\left(9\right)$显然，仅仅占用了一个符号周期，且是T个扩频码序列c_k(k＝1,…,T)的线性组合，其加权系数为这样发送第(τ-1)个数据块的第二步将在第T+1个时刻内完成，对应的信道增益为g_i(T+1)，这样，目的节点对应于第(τ-1)个数据块的接收信号则为$Y^{(\tau -1)}=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(T+1)b_i^{(\tau -1)}+W^{(\tau -1)}$$=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(T+1){\mathrm{Ct}}_i^{(\tau -1)}+W^{(\tau -1)}---\left(10\right)$$=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(T+1)C\left(\sqrt{\frac{P_2}{P_1+1}}{A}_i{r}_i^{(\tau -1)}\right)+W^{(\tau -1)}$其中，P₁和P₂分别为发送每个数据块时源节点和每个中继节点处的平均发射功率；A_i是第i个中继节点处的T×T维酉矩阵；是对应于第(τ-1)个数据块在第i个中继处第一步中的T×1维的接收信号，将代入式（10）中可得$Y^{(\tau -1)}=\sqrt{\frac{P_1{P}_{2}T}{P_1+1}}C{S}^{(\tau -1)}{\tilde{H}}^{(\tau -1)}+{\tilde{N}}^{(\tau -1)}---\left(11\right)$其中对应于第(τ-1)个数据块的新的信道向量可以表示为${\tilde{H}}^{(\tau -1)}={\left[\begin{array}{cccc}{f}_1{g}_1(T+1)& f_2{g}_2(T+1)& ...& f_R{g}_R(T+1)\end{array}\right]}^T,$噪声为${\tilde{N}}^{(\tau -1)}=\sqrt{\frac{P_2}{P_1+1}}\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(T+1){\mathrm{CA}}_i{v}_i^{(\tau -1)}+W^{(\tau -1)};$同样，对于第τ个数据块中将从第i个中继处发出的信号仍然采用扩频码矩阵来压缩它，这样在第二步第i个中继发出的信号仍然只占用了一个符号周期，对应的信道增益为g_i(2T+2)，因此，对应于第τ个数据块目的节点的接收信号可以表示为$Y^{\left(\tau \right)}=\sqrt{\frac{P_1{P}_{2}T}{P_1+1}}{\mathrm{CS}}^{\left(\tau \right)}{\tilde{H}}^{\left(\tau \right)}+{\tilde{N}}^{\left(\tau \right)}=\sqrt{\frac{P_1{P}_{2}T}{P_1+1}}{\mathrm{CU}}^{\left(\tau \right)}{S}^{(\tau -1)}{\tilde{H}}^{\left(\tau \right)}+{\tilde{N}}^{\left(\tau \right)}---\left(12\right)$其中信道向量为${\tilde{H}}^{\left(\tau \right)}={\left[\begin{array}{cccc}{f}_1{g}_1(2T+2)& f_2{g}_2(2T+2)& ...& f_R{g}_R(2T+2)\end{array}\right]}^T,$噪声为${\tilde{N}}^{\left(\tau \right)}=\sqrt{\frac{P_2}{P_1+1}}\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(2T+2){\mathrm{CA}}_i{v}_i^{\left(\tau \right)}+W^{\left(\tau \right)};$二、目的节点处解扩接收信号在目的节点进行接收处理时，首先对两个接收信号Y^(τ-1)和Y^(τ)用c_k(k=1,…,T)分别进行解扩处理，得到$d_k^{(\tau -1)}=c_k^H{Y}^{(\tau -1)}=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(T+1)t_{\mathrm{ik}}^{(\tau -1)}+c_k^H{w}^{(\tau -1)}---\left(13\right)$$d_k^{\left(\tau \right)}=c_k^H{Y}^{\left(\tau \right)}=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(2T+2)t_{\mathrm{ik}}^{\left(\tau \right)}+c_k^H{W}^{\left(\tau \right)}---\left(14\right)$随后，将Y^(τ-1)和Y^(τ)解扩后的信号分别整理成T×1维的向量$y^{(\tau -1)}:={\left[\begin{array}{cccc}{d}_2^{(\tau -1)}& d_2^{(\tau -1)}& ...& d_T^{(\tau -1)}\end{array}\right]}^T$和$y^{\left(\tau \right)}:={\left[\begin{array}{cccc}{d}_2^{\left(\tau \right)}& d_2^{\left(\tau \right)}& ...& d_T^{\left(\tau \right)}\end{array}\right]}^T,$将y^(τ-1)和y^(τ)写成矩阵形式可以表示为$y^{(\tau -1)}=\sqrt{\frac{P_1{P}_{2}T}{P_1+1}}{S}^{(\tau -1)}{\tilde{H}}^{(\tau -1)}+Z^{(\tau -1)}---\left(15\right)$$y^{\left(\tau \right)}=\sqrt{\frac{P_1{P}_{2}T}{P_1+1}}{S}^{\left(\tau \right)}{\tilde{H}}^{\left(\tau \right)}+Z^{\left(\tau \right)}---\left(16\right)$其中${\text{Z}}^{\left(\tau \right)}{=\left[\begin{array}{cccc}{c}_1^H{W}^{\left(\tau \right)}& c_2^H{W}^{\left(\tau \right)}& ...& c_T^H{W}^{\left(\tau \right)}\end{array}\right]}^T,$显然，在对接收信号解扩后，DDSTC原始的信号S^(τ-1)和S^(τ)出现在式（15）和（16）中；三、差分检测在假设成立的条件下，用${\hat{U}}^{\left(\tau \right)}=\arg \underset{U^{\left(\tau \right)}}{\min }\left|\right|X^{\left(\tau \right)}-U^{\left(\tau \right)}{X}^{(\tau -1)}\left|\right|$差分解码器来检测信号U^(τ)，此时上面两个信道增益之间的时间间隔仅为(T+1)个符号周期，与DDSTC解码时的假设g_i(T+1)＝g_i(T+1+t)，t＝1,2,…,3T-1相比，减小信号帧长的分布式差分空时编码RFL-DDSTC解码时的假设（17）对于DDSTC在快衰落信道中的性能的影响较小。