一种获取驻波比引起非相干接收机最大码跟踪误差的方法

摘要

本发明提出了一种获取驻波比引起非相干接收机最大码跟踪误差的方法。本方法通过测量导航卫星射频链路的驻波比，获得射频链路的反射系数，进而获得二次反射信号的幅度和相位；计算叠加信号的幅度和相位，并获得地面非相干接收机的鉴别函数；求解当鉴别函数等于零时，得到由驻波比引起的非相干接收机最大码跟踪误差。本方法具有计算复杂度低、易于实施的优点，从而能准确全面地评估导航卫星下行链路驻波比对非相干接收机码跟踪误差的影响。

主权项

1.一种获取驻波比引起非相干接收机最大码跟踪误差的方法，其特征在于步骤如下：(1)测量获得射频信号输出设备的输出信号其中α₀为输出信号的幅度，p为扩频码，ω₀为信号的角速度，为信号的初始相位，t为时间；(2)测量并获得射频信号输出设备的输出阻抗Z₁、电缆的特征阻抗Z₀和天线的输入阻抗Z₂、电缆的传播时延τ和电缆的衰减α，根据射频信号输出设备的输出阻抗Z₁、天线的输入阻抗Z₂和电缆的特征阻抗Z₀计算得出射频信号输出设备的前向反射系数以及天线的后向反射系数(3)根据步骤(2)计算得出射频信号输出设备的前向反射系数Γ₁以及天线的后向反射系数Γ₂，计算得出射频信号输出设备的输出驻波比以及天线的输入驻波比其中||为取绝对值操作；(4)根据x(t)、天线的后向反射系数Γ₂、电缆的传播时延τ和电缆的衰减α，计算获得输出信号x(t)经电缆直接传播至天线后发出的直射信号：y₁(t)＝A₁·p(t-γ₁)·cos(ω₀t+Φ₁)式中A₁＝αα₀(1-|Γ₂|)，γ₁＝τ，Φ₁为直射信号的初始相位；(5)根据x(t)、天线的后向反射系数Γ₂、电缆的传播时延τ和电缆的衰减α，计算获得输出信号x(t)被天线反射回射频信号输出设备，再被射频信号输出设备反射至天线后发出的二次反射信号：y₂(t)＝A₂·p(t-γ₂)·cos(ω₀t+Φ₂)式中A₂＝α₀α³|Γ₁||Γ₂|(1-|Γ₂|)，γ₂＝3τ，Φ₂为二次反射信号的初始相位，arg()为取相位操作；(6)根据步骤(4)得到的直射信号y₁(t)和步骤(5)得到的二次反射信号y₂(t)，计算得出由天线发射出的叠加信号y(t)：y(t)＝y₁(t)+y₂(t)＝A₁·p(t-γ₁)·cos(ω₀t+Φ₁)+A₂·p(t-γ₂)·cos(ω₀t+Φ₂)(7)使用非相干接收机早相关器的输出与晚相关器的输出之差作为鉴别函数，由天线发出的叠加信号y(t)获得的鉴别函数S(ε)为：$S\left(ϵ\right)={\left|\underset{i=1}{\overset{2}{\Sigma }}{A}_{i}R(ϵ-\Delta {\tau }_i+\frac{d}{2})\exp \left(j{\Phi }_i\right)\right|}^2-{\left|\underset{i=1}{\overset{2}{\Sigma }}{A}_{i}R(ϵ-\Delta {\tau }_i-\frac{d}{2})\exp \left(j{\Phi }_i\right)\right|}^2$$=[A_{1}R(ϵ-\Delta {\tau }_1+\frac{d}{2})+A_{2}R(ϵ-{\mathrm{\Delta \tau }}_2+\frac{d}{2})\cos \left(\mathrm{\Delta \Phi }\right)+A_{1}R(ϵ-{\mathrm{\Delta \tau }}_1+\frac{d}{2})+A_{2}R(ϵ-{\mathrm{\Delta \tau }}_2+\frac{d}{2})\cos \left(\mathrm{\Delta \Phi }\right)]$$\times [A_{1}R(ϵ-\Delta {\tau }_1+\frac{d}{2})+A_{2}R(ϵ-{\mathrm{\Delta \tau }}_2+\frac{d}{2})\cos \left(\mathrm{\Delta \Phi }\right)+A_{1}R(ϵ-{\mathrm{\Delta \tau }}_1+\frac{d}{2})+A_{2}R(ϵ-{\mathrm{\Delta \tau }}_2+\frac{d}{2})\cos \left(\mathrm{\Delta \Phi }\right)]$其中ε为跟踪误差，R()为扩频码的自相关函数，时延差Δτ_i＝γ_i-γ₁，d为早晚相关器间隔，i为自然数，∑()为求和操作，j为单位虚数；ΔΦ＝Φ₂-Φ₁为二次反射信号与直射信号的初相位差；(8)当ΔΦ＝0°或者180°时，将鉴别函数S(ε)＝0所计算获得的ε值作为最大码跟踪误差ε_max：当ΔΦ＝0°时：${ϵ}_{\max }=\left\{\begin{array}{cc}\frac{{\mathrm{\Delta \tau }}_2{\alpha }^2(V_1-1)(V_2-1)}{(V_1+1)(V_2+1)+{\alpha }^2(V_1-1)(V_2-1)}& 0\le \Delta {\tau }_2\le {\tau }_L\\ \frac{{\alpha }^2(V_1-1)(V_2-1)}{2(V_1+1)(V_2+1)}& {\tau }_L<{\mathrm{\Delta \tau }}_2\le {\tau }_H\\ \frac{{\alpha }^2(V_1-1)(V_2-1)(d+2R_c-2\Delta {\tau }_2)}{4(V_1+1)(V_2+1)-2{\alpha }^2(V_1-1)(V_2-1)}& {\tau }_H<{\mathrm{\Delta \tau }}_2\le T_c+\frac{d}{2}\\ 0& T_c+\frac{d}{2}\le {\mathrm{\Delta \tau }}_2\end{array}\right.$其中T_c为测量获得扩频码码片宽度，${\tau }_L=\frac{(V_1+1)(V_2+1)+{\alpha }^2(V_1-1)(V_2-1)}{2(V_1+1)(V_2+1)},$${\tau }_H=\frac{{\alpha }^2(V_1-1)(V_2-1)d}{2(V_1+1)(V_2+1)}+T_c-\frac{d}{2};$当ΔΦ＝180°时：${ϵ}_{\max }=\left\{\begin{array}{cc}-\frac{{\mathrm{\Delta \tau }}_2{\alpha }^2(V_1-1)(V_2-1)}{(V_1+1)(V_2+1)-{\alpha }^2(V_1-1)(V_2-1)}& 0\le \Delta {\tau }_2\le {\tau }_L\\ -\frac{{\alpha }^2(V_1-1)(V_2-1)}{2(V_1+1)(V_2+1)}& {\tau }_L<{\mathrm{\Delta \tau }}_2\le {\tau }_H\\ \frac{{\alpha }^2(V_1-1)(V_2-1)(d+2R_c-2\Delta {\tau }_2)}{4(V_1+1)(V_2+1)+2{\alpha }^2(V_1-1)(V_2-1)}& {\tau }_H<{\mathrm{\Delta \tau }}_2\le T_c+\frac{d}{2}\\ 0& T_c+\frac{d}{2}\le {\mathrm{\Delta \tau }}_2\end{array}\right.$其中${\tau }_L=\frac{(V_1+1)(V_2+1)+{\alpha }^2(V_1-1)(V_2-1)}{2(V_1+1)(V_2+1)},$${\tau }_H=\frac{{\alpha }^2(V_1-1)(V_2-1)d}{2(V_1+1)(V_2+1)}+T_c-\frac{d}{2}.$