基于三维星座图簇调制的二维Chirped OFDM通信方法

摘要

本发明涉及基于三维星座图簇调制的二维Chirped OFDM通信方法，基于三维星座图簇调制的二维多载波通信技术，属于宽带无线数字通信领域。可以用于提高适用于双弥散信道传输的Chirped OFDM符号传输的准确性和安全性。本发明的方法根据正四面体的特殊性质，给出了一种从标准的MQAM星座图直接构造的三维星座图的设计方案，继承了MQAM的诸多优良性质，并且在此基础上增加了符号点间的距离，在新型的二维Chirped OFDM通信系统中减小误符号率，增加了通信的可靠性和安全性。

主权项

基于三维星座图簇调制的二维Chirped OFDM通信方法，其特征在于步骤为：步骤1，依据通信原理中的数字带通调制技术关于正交振幅调制的设计方式，将标准的MQAM星座图中的M个星座点以QPSK星座图的点为单位，由外圈沿逆时针方向标记，划分为M/4个QPSK的星座图组合形式；每个QPSK星座图点和三维正四面体星座图点对应，得到M/4个正四面体星座图组合；步骤2，根据MQAM星座图点能量分布特点，即是距离原点的距离，将M/4个划分的QPSK星座图组合中相同能量的划归为一个组，共划分为K组，将它们与原点的K个不同距离，由小到大记为R^k,k＝1,2,…,K；步骤3，三维空间中构建K个同心球面，其半径为R^k,k＝1,2,…,K；在每个球面上构造相同方位的正六面体，取其4个不相邻的顶点构成正四面体星座图；根据步骤2中，划分的K组QPSK星座图组合，将正四面体星座图分组；步骤4，根据能量层由内而外，R^k由小到大的顺序构建相应层上正四面体组合的星座图；选取内层上R¹的正六面体的4个不相邻顶点构成一个正四面体，相邻层上的正六面体在同样的方位的4个不相邻顶点构造正四面体星座图，并沿着z轴逆时针旋转π/2；如果位于同一层R^k上有两组正四面体，首先根据R^k‑1层的正四面体，旋转π/2构成其中一个正四面体，然后在此基础上沿着z轴逆时针旋转π/2，构成一个正六面体星座图；所有由内而外的M/4个正四面体组旋转角度表示为：(π/2)^m,m＝0,1,…,(M/4)‑1；步骤5，根据正六面体坐标参数化M点三维星座图的坐标为S₀,S₁,…,S_M‑1，在能量归一化准则和星座图点间最小欧氏距离最大化准则以及外能量层之间星座点间距不小于最内层R¹上正四面体星座点间的距离，求出最优的星座图点坐标；步骤6，将初始的3N长度的二进制数据通过比特映射到所求出的M点三维星座图上，由于每个点3bit，得到N个映射后的星座点为Q_n＝(x_n，y_n，z_n)^T、n＝0，1，…，N‑1，其中T表示转置；通过和传统Chirped OFDM系统的融合，将Q₀,Q₁,…,Q_N‑1作为新的二维分数阶域的Chirped OFDM符号：$\begin{array}{c}S=(Q_0,Q_1,...,Q_{N-1})\\ ={\left(\begin{array}{cccc}{x}_0& x_1& ...& x_{N-1}\\ y_0& y_1& ...& y_{N-1}\\ z_0& z_1& ...& z_{N-1}\end{array}\right)}_{3\times N}\end{array}$步骤7，对Chirped OFDM系统的符号S做二维的逆分数阶傅里叶变换，行和列对应的分数阶旋转角度分别为α₁和α₂，得到的发送端的基带调制信号s＝(s₀s₁…s_N‑1)，其中s_n＝s(n₁,n₂),n＝0,1,…,N‑1表示为：$\begin{array}{c}s\left(n_1,n_2\right)=\sqrt{\frac{1-j{\mathrm{cot\alpha }}_1}{3}}·\sqrt{\frac{1-j{\mathrm{cot\alpha }}_2}{N}}\times \exp \left(-\frac{j{\mathrm{cot\alpha }}_1}{2}{n}_1^2·{\mathrm{\Delta t}}^2\right)\times \exp \left(-\frac{j{\mathrm{cot\alpha }}_2}{2}{n}_2^2·{\mathrm{\Delta t}}^2\right)\\ \times \underset{k_1=0}{\overset{2}{\Sigma }}\underset{k_2=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}S\left(k_1,k_2\right)·\exp \left(-\frac{j{\mathrm{cot\alpha }}_1}{2}{k}_1^2·{\mathrm{\Delta u}}_1^2+j\frac{2{\mathrm{\pi n}}_1{k}_1}{3}\right)·\exp \left(-\frac{j{\mathrm{cot\alpha }}_2}{2}{k}_2^2·{\mathrm{\Delta u}}_2^2+j\frac{2{\mathrm{\pi n}}_2{k}_2}{N}\right)\end{array}$其中，0≤n₁,k₁≤2，0≤n₂,k₂≤N‑1，j是复数单位，Δt是时域的分辨率，Δu₁＝2π|sinα₁|/(3Δt)和Δu₂＝2π|sinα₂|/(NΔt)分别是行和列的分数域分辨率；步骤8，接收端下变频后，接收到的包含高斯噪声基带信号为r＝(r₀,r₁,…,r_N‑1)，其中r的第n₁行n₂列元素表示为r(n₁,n₂)，r_n＝s_n+n_n,n＝0,1,…,N‑1，n_n＝(n_n,n_n,n_n)^T是三维加性高斯白噪声；r经过二维分数阶傅里叶变换进行解调后，得到的信号为R＝(R₀,R₁,…,R_N‑1)，其中R_k＝R(k₁,k₂)的表达式如下：$\begin{array}{c}R\left(k_1,k_2\right)=\sqrt{\frac{1-j\cot \left(-{\alpha }_1\right)}{3}}·\sqrt{\frac{1-j\cot \left(-{\alpha }_2\right)}{N}}\times \exp \left(-\frac{j\cot \left(-{\alpha }_1\right)}{2}{k}_1^2·{\mathrm{\Delta t}}^2\right)\times \exp \left(-\frac{j\left(-{\alpha }_2\right)}{2}{k}_2^2·{\mathrm{\Delta t}}^2\right)\\ \times \underset{n_1=0}{\overset{2}{\Sigma }}\underset{n_2=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}r\left(n_1,n_2\right)·\exp \left(-\frac{j\cot \left(-{\alpha }_1\right)}{2}{n}_1^2·{\mathrm{\Delta t}}^2-j\frac{2{\mathrm{\pi n}}_1{k}_1}{3}\right)·\exp \left(-\frac{j\cot \left(-{\alpha }_2\right)}{2}{n}_2^2·{\mathrm{\Delta t}}^2-j\frac{2{\mathrm{\pi n}}_2{k}_2}{N}\right)\end{array}$步骤9，求取解调后得到的信号R_k与M点三维星座图S₀,S₁,…,S_M‑1中各点的最小距离，选择距离最近的点作为要恢复的信号，最后将恢复的信号逆映射回原始3N长的二进制序列，则完成了整个二维通信过程。