一种采用母线电压补偿的微电网多逆变器并联运行控制方法

摘要

本发明公开了一种采用母线电压补偿的微电网多逆变器并联运行控制方法，集中控制器对公共母线电压进行采集并提取其基波负序分量以及特征次谐波正负序分量，通过低带宽通信将dq坐标系下的公共母线电压分量传输至各并联逆变器的本地控制器中；在本地控制器中计算特征次谐波正负序补偿电压向量，并将其与参考电压向量以及虚拟阻抗电压向量叠加运算，合成并修正电压调节参考向量，通过逆变器电压电流控制实现公共母线电压不平衡补偿和谐波抑制。应用本发明于公共母线接有三相不平衡负载和非线性负载的孤岛微电网多逆变器并联系统中，可维持微电网三相电压的平衡、降低三相逆变器输出电压畸变，各并联逆变器的输出功率得到精确分配。

主权项

一种采用母线电压补偿的微电网多逆变器并联运行控制方法，其特征在于，该方法在孤岛微电网多逆变器并联系统运行，所述孤岛微电网多逆变器并联系统包括若干分布式发电单元、公共母线、非线性负载、三相不平衡负载、集中控制器，所述若干分布式发电单元之间并联连接，所述若干分布式发电单元通过馈线连接所述公共母线，所述公共母线上设有所述非线性负载、所述三相不平衡负载及所述集中控制器，所述分布式发电单元包括顺次连接的微源、三相全桥逆变电路、滤波电感L、滤波电容C、馈线，所述分布式发电单元还包括本地控制器、驱动保护电路，所述三相全桥逆变电路包括六个功率开关管；所述集中控制器对所述公共母线电压进行采样处理和计算，所述集中控制器的输出量通过低带宽通信传送至所述若干分布式发电单元的本地控制器中，所述本地控制器输出量通过所述驱动保护电路驱动所述三相全桥逆变电路中六个功率开关管的开通与关断；具体步骤包括：(1)集中控制器对公共母线电压向量v_abc进行采样、处理与计算，得到dq坐标系下公共母线电压基波负序向量v_dq^1‑、h次谐波分量正序向量v_dq^h+以及h次谐波分量负序向量v_dq^h‑，并通过低带宽通信输送至各分布式发电单元的本地控制器中；其中，h是指特征次谐波的次数，h＝3,5,7,9；(2)在每个采样周期的起始点，各分布式发电单元的本地控制器对滤波电感电流向量i_Labc、滤波电容电压向量v_oabc、馈线电流向量i_oabc分别进行采样与处理；其中，i_Labc＝[i_La i_Lb i_Lc]^T，v_oabc＝[v_oa v_ob v_oc]^T，i_oabc＝[i_oa i_ob i_oc]^T；i_La、i_Lb、i_Lc分别为滤波电感电流向量i_Labc中a相、b相、c相电流值，v_oa、v_ob、v_oc分别为滤波电容电压向量v_oabc中a相、b相、c相电压值，i_oa、i_ob、i_oc分别为馈线电流向量i_oabc中a相、b相、c相电流值；(3)在各分布式发电单元的本地控制器中，采用abc‑αβ坐标变换，将滤波电容电压向量v_oabc变换为αβ坐标系下滤波电容电压向量v_oαβ，将馈线电流向量i_oabc变换为αβ坐标系下馈线电流向量i_oαβ；(4)分别提取v_oαβ、i_oαβ的基波正序分量，得到滤波电容电压基波正序向量v_oαβ⁺、馈线电流基波正序向量i_oαβ⁺；其中，v_oαβ⁺＝[v_oα⁺ v_oβ⁺]^T，i_oαβ⁺＝[i_oα⁺ i_oβ⁺]^T；v_oα⁺、v_oβ⁺分别为αβ坐标系下滤波电容电压基波正序向量v_oαβ⁺的α坐标分量、β坐标分量；i_oα⁺、i_oβ⁺分别为αβ坐标系下馈线电流基波正序向量i_oαβ⁺的α坐标分量、β坐标分量；计算公式如式(Ⅰ)所示：$\left\{\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{o\alpha \beta }}^{+}=\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{o\alpha }}^{+}\\ v_{\mathrm{o\beta }}^{+}\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}1& -q^{\prime }\\ q^{\prime }& 1\end{array}\right]v_{\mathrm{o\alpha \beta }}\\ i_{\mathrm{o\alpha \beta }}^{+}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{o\alpha }}^{+}\\ i_{\mathrm{o\beta }}^{+}\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}1& -q^{\prime }\\ q^{\prime }& 1\end{array}\right]i_{\mathrm{o\alpha \beta }}\end{array}\right.---\left(I\right)$式(Ⅰ)中，q′为时域内的相移，q′＝e^‑jπ/2，j²＝‑1；(5)基波正序功率计算，根据滤波电容电压基波正序向量v_oαβ⁺和馈线电流基波正序向量i_oαβ⁺计算出基波正序有功功率P⁺和基波正序无功功率Q⁺；计算公式如式(Ⅱ)所示：$\left[\begin{array}{c}{P}^{+}\\ Q^{+}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{v}_{\mathrm{o\alpha }}^{+}& v_{\mathrm{o\beta }}^{+}\\ v_{\mathrm{o\beta }}^{+}& -v_{\mathrm{o\alpha }}^{+}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{o\alpha }}^{+}\\ i_{\mathrm{o\beta }}^{+}\end{array}\right]---\left(\mathrm{II}\right);$(6)基波正序功率控制，由基波正序有功功率P⁺和基波正序无功功率Q⁺计算出参考电压幅值E和参考电压相位角φ；计算公式如式(Ⅲ)所示：$\left\{\begin{array}{c}\phi =\frac{1}{s}({\omega }^{*}-m_i{P}^{+})\\ E=E^{*}-n_i{Q}^{+}\end{array}\right.---\left(\mathrm{III}\right)$式(Ⅲ)中，E^*为空载电压幅值参考值，ω^*为空载电压角频率参考值；m_i为有功功率下垂系数，n_i为无功功率下垂系数；s为复频率；在含有N个不同额定容量逆变器的孤岛微电网中，N个逆变器的下垂系数和各自的额定容量之间需满足的关系如式(Ⅳ)所示：$\left\{\begin{array}{c}{m}_1{S}_{\mathrm{0,1}}=m_2{S}_{\mathrm{0,2}}=...=m_i{S}_{0,i}=...=m_N{S}_{0,N}\\ n_1{S}_{\mathrm{0,1}}=n_2{S}_{\mathrm{0,2}}=...=n_i{S}_{0,i}=...=n_N{S}_{0,N}\end{array}\right.---\left(\mathrm{IV}\right)$式(Ⅳ)中，m₁至m_N表示序号从1至N的各逆变器的有功功率下垂系数，n₁至n_N表示序号从1至N的各逆变器的无功功率下垂系数；S_0,1至S_0,N表示序号从1至N的各逆变器的额定容量；(7)参考电压合成，根据参考电压幅值E和参考电压相位角φ合成参考电压向量v_ref；计算公式如式(Ⅴ)所示：$v_{\mathrm{ref}}=\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{refa}}\\ v_{\mathrm{refb}}\\ v_{\mathrm{refc}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}E\sin \phi \\ E\sin (\phi -2\pi /3)\\ E\sin (\phi +2\pi /3)\end{array}\right]---\left(V\right)$式(Ⅴ)中，v_refa、v_refb、v_refc分别为参考电压向量v_ref的a相、b相、c相电压值；(8)采用abc‑αβ坐标变换，将参考电压向量v_ref变换成αβ坐标系下参考电压向量v_refαβ；(9)αβ坐标系下馈线电流向量i_oαβ与虚拟阻抗进行运算，得到αβ坐标系下虚拟阻抗电压向量v_vαβ；(10)利用PLL锁相环捕获滤波电容电压向量v_oabc的相位角θ_vo；(11)特征次谐波正负序补偿电压计算，通过αβ坐标系下馈线电流向量i_oαβ的α坐标分量i_oα、滤波电容电压向量v_oabc相位角θ_vo以及dq坐标系下公共母线电压基波负序向量v_dq^1‑、h次谐波分量正序向量v_dq^h+、h次谐波分量负序向量v_dq^h‑，计算出特征次谐波正负序补偿电压向量v_c；计算步骤包括：a、对αβ坐标系下馈线电流向量i_oαβ的α坐标分量i_oα提取基波和谐波，得到i_oα的基波分量i_oα¹以及h次谐波分量i_oα^h；b、提取i_oα¹和i_oα^h的正序负序分量，得到i_oα¹的正序分量i_oα¹⁺和负序分量i_oα^1‑，以及i_oα^h的正序分量i_oα^h+和负序分量i_oα^h‑；c、分别计算i_oα¹⁺、i_oα^1‑及至i_oα^h+、i_oα^h‑的有效值，得到I_oα¹⁺、I_oα^1‑及至I_oα^h+、I_oα^h‑；d、对有效值I_oα¹⁺、I_oα^1‑及至I_oα^h+、I_oα^h‑作如下运算，分别求取I_oα^1‑与I_oα¹⁺的比值HD^1‑、I_oα^h+与I_oα¹⁺的比值HD^h+、I_oα^h‑与I_oα¹⁺的比值HD^h‑；运算公式如式(Ⅵ)所示：$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{HD}}^{1-}=\frac{I_{\mathrm{o\alpha }}^{1-}}{I_{\mathrm{o\alpha }}^{1+}}\\ ...\\ {\mathrm{HD}}^{h+}=\frac{I_{\mathrm{o\alpha }}^{h+}}{I_{\mathrm{o\alpha }}^{1+}}\\ {\mathrm{HD}}^{h-}=\frac{I_{\mathrm{o\alpha }}^{h-}}{I_{\mathrm{o\alpha }}^{1+}}\end{array}\right.---\left(\mathrm{VI}\right);$e、参考‑θ_vo，将dq坐标系下公共母线电压基波负序向量v_dq^1‑进行dq‑αβ坐标变换，得到αβ坐标系下公共母线电压基波负序向量v_αβ^1‑；分别参考hθ_vo、‑hθ_vo，对v_dq^h+、v_dq^h‑进行dq‑αβ坐标变换,得到αβ坐标系下公共母线电压h次谐波分量正序向量v_αβ^h+、公共母线电压h次谐波分量负序向量v_αβ^h‑；将v_dq^1‑进行dq‑αβ坐标变换至v_αβ^1‑的计算公式如式(Ⅶ)所示：$v_{\mathrm{\alpha \beta }}^{1-}=C_{\mathrm{dq}-\mathrm{\alpha \beta }}{v}_{\mathrm{dq}}^{1-}=\left[\begin{array}{cc}\cos (-{\theta }_{\mathrm{vo}})& -\sin (-{\theta }_{\mathrm{vo}})\\ \sin (-{\theta }_{\mathrm{vo}})& \cos (-{\theta }_{\mathrm{vo}})\end{array}\right]v_{\mathrm{dq}}^{1-}---\left(\mathrm{VII}\right);$将v_dq^h+进行dq‑αβ坐标变换至v_αβ^h+的计算公式如式(Ⅷ)所示：$v_{\mathrm{\alpha \beta }}^{h+}=C_{\mathrm{dq}-\mathrm{\alpha \beta }}{v}_{\mathrm{dq}}^{h+}=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(h{\theta }_{\mathrm{vo}}\right)& -\sin \left(h{\theta }_{\mathrm{vo}}\right)\\ \sin \left(h{\theta }_{\mathrm{vo}}\right)& \cos \left(h{\theta }_{\mathrm{vo}}\right)\end{array}\right]v_{\mathrm{dq}}^{h+}---\left(\mathrm{VIII}\right);$将v_dq^h‑进行dq‑αβ坐标变换至v_αβ^h‑的计算公式如式(Ⅸ)所示：$v_{\mathrm{\alpha \beta }}^{h-}=C_{\mathrm{dq}-\mathrm{\alpha \beta }}{v}_{\mathrm{dq}}^{h-}=\left[\begin{array}{cc}\cos (-h{\theta }_{\mathrm{vo}})& -\sin (-h{\theta }_{\mathrm{vo}})\\ \sin (-h{\theta }_{\mathrm{vo}})& \cos (-h{\theta }_{\mathrm{vo}})\end{array}\right]v_{\mathrm{dq}}^{h-}---\left(\mathrm{IX}\right);$式(Ⅶ)、式(Ⅷ)及式(Ⅸ)中，C_dq‑αβ为dq‑αβ坐标变换矩阵；f、计算特征次谐波正负序补偿电压向量v_c,计算公式如式(Ⅹ)所示：$\begin{array}{c}{v}_c=\frac{S_{0,i}}{\underset{j=1}{\overset{N}{\Sigma }}{S}_{0,j}}\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\Sigma }[G^{h+}({\mathrm{HD}}_{\max }^{h+}-{\mathrm{HD}}^{h+})v_{\mathrm{\alpha \beta }}^{h+}+G^{h-}({\mathrm{HD}}_{\max }^{h-}-{\mathrm{HD}}^{h-})v_{\mathrm{\alpha \beta }}^{h-}]\\ +\frac{S_{0,i}}{\underset{j=1}{\overset{N}{\Sigma }}{S}_{0,i}}{G}^{1-}({\mathrm{HD}}_{\max }^{1-}-{\mathrm{HD}}^{1-})v_{\mathrm{\alpha \beta }}^{1-}\end{array}---\left(X\right)$式(Ⅹ)中，HD_max^1‑为HD^1‑的最大允许值，HD_max^h+、HD_max^h‑分别为HD^h+、HD^h‑的最大允许值；G^1‑为基波负序补偿增益，G^h+为h次谐波正序补偿增益，G^h‑为h次谐波负序补偿增益；S_0,i为分布式发电单元逆变器额定容量；为孤岛微电网所有分布式发电单元逆变器额定容量之和；(12)αβ坐标系下参考电压向量v_refαβ加上特征次谐波正负序补偿电压向量v_c，得到的和值再减去αβ坐标系下虚拟阻抗电压向量v_vαβ，得到αβ坐标系下的电压调节参考向量v^*_αβ；(13)αβ坐标系下的电压调节参考向量v^*_αβ减去αβ坐标系下滤波电容电压向量v_oαβ，得到的差值通过准比例谐振控制进行电压调节，得到αβ坐标系下的电流调节参考向量i^*_αβ；准比例谐振控制的传递函数G_pr(s)如式(Ⅺ)所示：$G_{\mathrm{pr}}\left(s\right)=k_p+\frac{2k_{\mathrm{if}}{\omega }_{c}s}{s^2+2{\omega }_{c}s+{{\omega }_0}^2}+\underset{h=\mathrm{3,5,7,9}}{\Sigma }\frac{2k_{\mathrm{ih}}{\omega }_{c}s}{s^2+2{\omega }_{c}s+{\left(h{\omega }_0\right)}^2}---\left(\mathrm{XI}\right)$式(Ⅺ)中，s为复频率，k_p为准比例谐振控制的比例系数，k_if为准比例谐振控制的基波谐振增益，k_ih为准比例谐振控制的h次谐波谐振增益；ω_c为准比例谐振控制的截止频率，ω₀为额定角频率；(14)滤波电感电流向量i_Labc通过abc‑αβ坐标变换，得到αβ坐标系下滤波电感电流向量i_Lαβ；(15)αβ坐标系下的电流调节参考向量i^*_αβ减去αβ坐标系下滤波电感电流向量i_Lαβ，得到的差值再乘以电流增益K_I并通过αβ‑abc坐标变换，得到调制信号i_m；计算公式如式(Ⅻ)所示：$i_m=C_{\mathrm{\alpha \beta }-\mathrm{abc}}(i_{\mathrm{\alpha \beta }}^{*}-i_{\mathrm{L\alpha \beta }})K_I=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right](i_{\mathrm{\alpha \beta }}^{*}-i_{\mathrm{L\alpha \beta }})K_I---\left(\mathrm{XII}\right)$式(Ⅻ)中，C_αβ‑abc为αβ‑abc坐标变换矩阵；(16)调制信号i_m通过所述驱动保护电路，驱动三相全桥逆变电路六个功率开关管的开通与关断。