具有零序电流自矫正的六相同步电机直接转矩控制方法

摘要

本发明公开了一种具有电流自矫正的六相同步电机直接转矩控制方法，首先基于零序电流等于0思想进行电压矢量重构，并由此提出理想DTC；其次，基于死区补偿原理对实际电压矢量作用时间进行离散补偿；最后，利用PI调节器对电压矢量作用时间进行连续补偿，实现零序电流等于0目的。本发明解决了转矩和磁链双滞环结构的六相对称绕组永磁电机DTC系统中消除低次谐波电流的难题。

主权项

一种具有零序电流自矫正的六相同步电机直接转矩控制方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：(1)利用公式1的六相正交变换矩阵T₆，将a～f六相定子电流i_a～i_f变换为αβ坐标中α轴定子电流i_sα、β定子电流i_sβ及零序轴系中的第一零序电流i_sz1、第二零序电流i_sz2、第三零序电流i_sz3、第四零序电流i_sz4：$T_6=\frac{1}{\sqrt{3}}\left[\begin{array}{cccccc}1& \frac{1}{2}& -\frac{1}{2}& -1& -\frac{1}{2}& \frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}& 0& -\frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\\ 1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}& 1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}& 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\\ \frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}\\ \frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}\end{array}\right]$      (公式1)$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\\ i_{\mathrm{s\beta }}\\ i_{\mathrm{sz}1}\\ i_{\mathrm{sz}2}\\ i_{\mathrm{sz}3}\\ i_{\mathrm{sz}4}\end{array}\right]=\frac{1}{\sqrt{3}}\left[\begin{array}{cccccc}1& \frac{1}{2}& -\frac{1}{2}& -1& -\frac{1}{2}& \frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}& 0& -\frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\\ 1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}& 1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}& 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\\ \frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}\\ \frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\\ i_d\\ i_e\\ i_f\end{array}\right]$      (公式19)其中，i_a、i_b、i_c、i_d、i_e、i_f分别为a～f相电流；(2)根据α轴定子电流i_sα、β定子电流i_sβ、α轴转子磁链ψ_rα、β轴转子磁链ψ_rβ及转子位置角θ_r，利用下列公式3计算出α轴定子磁链ψ_sα和β轴定子磁链ψ_sβ：$\left[\begin{array}{c}{\psi }_{\mathrm{s\alpha }}\\ {\psi }_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{s\sigma }}+3L_{\mathrm{sm}}+3L_{\mathrm{rs}}\cos \left({2\theta }_r\right)& 3L_{\mathrm{rs}}\sin \left(2{\theta }_r\right)\\ 3L_{\mathrm{rs}}\sin \left(2{\theta }_r\right)& L_{\mathrm{s\sigma }}+{3L}_{\mathrm{sm}}-{3L}_{\mathrm{rs}}\cos \left({2\theta }_r\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\\ i_{\mathrm{s\beta }}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\psi }_{\mathrm{r\alpha }}\\ {\psi }_{\mathrm{r\beta }}\end{array}\right]$    (公式3)其中L_sm＝0.5(L_dm+L_qm)，L_rs＝0.5(L_dm‑L_qm)，L_dm为电机相绕组主磁路的直轴电感，L_qm为电机相绕组主磁路的交轴电感；(3)判断定子磁链ψ_sαψ_sβ矢量在合成电压矢量图中所处αβ平面扇区编号θ_i，i＝1…6；(4)根据定子磁链ψ_sαψ_sβ及定子磁链幅值给定经磁链滞环比较器，根据下式确定并输出控制定子磁链幅值的变量φ：(公式20)其中，当转速低于额定转速时，定子磁链幅值给定取额定定子磁链；当转速高于额定转速时，随转速升高成反比例降低；(5)根据αβ轴定子电流i_sαi_sβ及αβ轴定子磁链ψ_sαψ_sβ，利用下列公式4计算电磁转矩T_e：T_e＝p_n(ψ_sαi_sβ‑ψ_sβi_sα)   (公式4)其中p_n为电机磁极对数；(6)将所述电磁转矩T_e及其给定值传送给转矩滞环比较器，根据下式确定并输出控制电磁转矩变量τ：其中ε_m为转矩滞环环宽；若需要速度闭环，则速度控制器输出作为电磁转矩给定值若需要转子位置闭环，则位置控制器输出作为电磁转矩给定值(7)根据所述控制电磁转矩变量τ、控制定子磁链幅值的变量φ及定子磁链ψ_sαψ_sβ矢量所处αβ平面扇区编号θ_i，查询下列最优开关矢量表，获得一组6相逆变桥最优开关组合矢量，从而确定出用于重构该最优开关组合矢量的第一电压矢量和第二电压矢量；最优开关矢量表(8)根据a～f六相定子电流i_a～i_f、第四零序电流i_sz4，计算出步骤(7)确定的最优开关组合矢量中第一电压矢量在半个数字控制周期0.5T_s内的作用时间为T_z+ΔT_z，则该最优开关组合矢量中第二电压矢量在半个数字控制周期内的作用时间为0.5T_s‑(T_z+ΔT_z)；其中，ΔT_z＝‑K_pi_sz4‑K_i∫i_sz4dt$T_Z=\frac{T_s}{4}-\frac{U_{D1}+U_{D2}+U_{D3}-U_Z}{{4U}_Z}{T}_D$K_p为比例系数，K_i为积分系数，均为大于0的常数；U_D1、U_D2、U_D3分别为一个数字控制周期T_s内逆变桥依次出现的三段死区期间第四零序电压u_sz4值，T_D为逆变桥每一段死区持续时间，U_z为一个数字控制周期T_s内输出第一电压矢量时第四零序电压u_sz4值；(9)通过脉宽调制模块，按照一个控制周期T_s内依次输出第一电压矢量、第二电压矢量、第一电压矢量的三段发矢量时序发矢量，将所述步骤(8)计算得到的两个矢量作用时间作为脉宽调制模块各矢量作用时间，最终实现定子磁链轨迹圆形情况下，电磁转矩及零序电流控制。