双通道欠采样线扫频脉冲信号的时延估计方法

摘要

本发明公开了一种双通道欠采样线扫频脉冲信号的时延估计方法，采用双通道采样信号的分数阶傅里叶域互谱进行Chirp脉冲时延估计，可以有效消除低采样甚至是欠采样Chirp信号，采用传统脉冲压缩以及基于分数阶傅里叶变换的时延估计算法时，因频域或变换域频谱产生混叠造成时延估计模糊问题，并且能够以较低采样率实现信号的时延估计，有效降低接收信号的采样率和后续信号处理的运算量，并且可以通过快速傅里叶变换算法实现，计算复杂度低；此外，由于分数阶傅里叶域滤波可以抑制某些在傅里叶域无法滤除的干扰和噪声，通过分数阶傅里叶域滤波的优势，有效抑制同频信号间的相互干扰；为线扫频脉冲体制雷达对目标回波信号进行检测与估计时提供了有效的工具。

主权项

一种双通道欠采样线扫频脉冲信号的时延估计方法，其特征在于：首先根据已知雷达发射的调频率K₁＝‑K，其中K>0，脉冲重复时间T，脉冲宽度T_r的脉冲Chirp信号，确定离散分数阶Fourier变换的旋转角α＝acot(K)；再利用采样型离散分数阶傅里叶变换算法，计算双通道采样信号的分数阶傅里叶域互谱，实现时延估计；具体方法包括如下步骤：步骤一、对接收到的雷达回波信号分别以Δt₁、Δt₂为间隔进行时域采样，且两个通道的采样时间间满足式(1)，即Δt₂<Δt₁≤Δt₂(1+T_r/T)，得到采样序列y₁(n)和y₂(n)；由脉冲重复时间T和脉冲宽度T_r得到两个通道采样序列的长度分别为N₁＝T/Δt₁、N₂＝T/Δt₂，脉宽内的序列长度分别为M₁＝T_r/Δt₁、M₂＝T_r/Δt₂；$\frac{{\mathrm{\Delta t}}_2}{{\mathrm{\Delta t}}_1-{\mathrm{\Delta t}}_2}\ge \frac{T}{T_r}---\left(1\right)$步骤二、由步骤一确定的两个序列长度N₁和N₂，取L＝max(N₁,N₂)，将序列长度小于L的通道采样信号通过补0添加至L的长度，再乘以调频率为K的线性调频信号进行解线调，分别得到和其中n＝0,1,2,…,L；步骤三、将步骤二解调后的长度为L的采样序列和求对应采样点双道信号的互谱即$\tilde{y}\left(n\right)={\tilde{y}}_1\left(n\right){\left[{\tilde{y}}_2\left(n\right)\right]}^{*}---\left(2\right)$步骤四、将步骤三得到的和分别进行α角的尺度变化快速傅里叶变换，再乘以相位调制的线性调频信号和复系数，得到和即${\tilde{y}}_{\alpha ,2}\left(m\right)=A_{\alpha }{M}_2{e}^{\mathrm{j\pi }{\cot \mathrm{\alpha \tau }}^2}{e}^{-j2\pi ·u\csc \alpha ·\tau }{e}^{\mathrm{j\pi }\cot \alpha ·m^2{\mathrm{\Delta u}}^2}\sin c\{(m-\frac{\tau \cos \alpha }{{\mathrm{\Delta u}}_2})·{\mathrm{\Delta u}}_2{T}_r\csc \alpha \}---\left(3\right)$${\tilde{y}}_{\alpha }\left(m\right)=A_{\alpha }{\mathrm{De}}^{j2\pi (\mathrm{K\tau }-\mathrm{m\Delta u}·\csc \alpha )·\frac{\tau -T_r/2}{{\mathrm{\Delta t}}_2}{\mathrm{\Delta t}}^{\prime }}{e}^{\mathrm{j\pi }\cot \alpha ·m^2\Delta u^2}\sin c\left\{(m-\frac{\mathrm{K\tau }}{\Delta u\csc \alpha })\mathrm{D\Delta }u\csc \alpha {\mathrm{\Delta t}}^{\prime }\right\}---\left(4\right)$其中，Δu₂Δt₂＝sinα/N₂，Δu(Δt₁‑Δt₂)＝sinα/L；D＝T_r/2Δt₂+T_r/2Δt₁‑τ(Δt₁‑Δt₂)/Δt₁·Δt₂；步骤五、分别搜索步骤四得到的和中的幅值即和最大的点，并得到峰值点的坐标分别为m₀和m₂，由所采用的简化分数阶傅里叶变换旋转角α和步骤四确定的信号分数阶域采样间隔Δu和Δu₂，按照下式获得线扫频脉冲的无模糊时延即